米波雷达射频数字化接收机抗干扰设计∗

(中国电子科技集团公司第三十八研究所,安徽合肥230088)

0 引言

以F-22、F-117A和F-35等为代表的隐身飞机以及反辐射导弹(ARM)是现代雷达面临的两个主要威胁[1]。隐身飞机主要采用外形和材料隐身设计技术,缩减雷达散射截面,降低雷达的发现能力,但是隐身目标难以在整个电磁频谱和所有的观测方向都保持相同的低可观测性。国内外相关研究表明,米波段特别是低频段米波雷达对隐身目标的探测RCS会显著提高。反辐射武器一般利用目标辐射的电磁或红外信号进行被动制导,锁定目标并对其攻击,受导引头天线尺寸的限制,反辐射武器攻击的雷达工作频段一般比较高,米波特别是米波低频段不在导引头制导频段内。由于上述优势,米波雷达在国内外得到了飞速的发展和广泛的应用,比如美国的“静默哨兵”系列无源多基地雷达[2]和俄罗斯的多波段“天空M”雷达中的VHF波段雷达等,俄罗斯雷达设计师曾宣称“我们能够像探测其他飞机一样清楚地观测到隐身目标”。

米波频段充斥着广播、电视、移动通信等大功率干扰信号,主要包括模拟电视1～4频道(48.5～84.0 MHz)、调频广播(85～110 MHz)、模拟电视6～12频道(174～216 MHz)、模拟电视13～68频道(470～566 MHz,606～958 MHz)、数字广播电视(174～230 MHz,470～862 MHz)等民用通信信号。因此米波段接收机抗干扰设计是米波雷达面临的一个巨大挑战。

米波雷达干扰抑制从系统的角度看需要从接收机频域滤波、空域自适应滤波实现主瓣干扰抑制和副瓣对消[3]、时域干扰对消[4]等多个维度来综合实现。米波雷达目前都采用射频数字化技术来实现,射频数字化接收机对带外以及带内邻频外界干扰抑制主要方法是从频域来实现,包括基于频域多级滤波接收机外界抗干扰抑制设计和基于射频数字化采样时钟优化选择接收机外界干扰抑制设计两个方面。

1 基于频域多级滤波技术接收机抗干扰设计

米波雷达射频数字化接收机接收通道实现如图1所示。滤波器主要包括射频预选滤波器、基于SAW开关滤波器组、基于LTCC低通滤波器和基于FPGA多速率信号处理数字滤波器等几个部分。

图1 基于频域多级滤波器的射频数字化接收机通道功能框图

1.1 射频预选滤波器

射频预选滤波器位于射频前端第一级,其插损直接影响接收机的噪声系数,该滤波器主要用于抑制带外远区的强干扰信号防止造成通道阻塞并和后续滤波器一起实现射频采样抗混叠滤波。具体设计时采用LC滤波器设计,并采用低噪放1+预选滤波+低噪放2架构,这样在获得足够带外抑制的同时最小化低噪放模块噪声系数,某个频段雷达射频预选滤波器的幅频响应如图2所示。

1.2 基于SAW(声表滤波器)开关滤波器组

图2 射频预选滤波器幅频特性

基于SAW开关滤波器组由于其体积小、易于集成、高矩形系数(高Q值)、带内线性度以及一致性好等优点广泛应用于米波频段接收机设计中[5]。在信号密集的环境下当通道增益较高时通道容易饱和,因此需要采用模拟信道化的方法减少同时进入后续放大器的信号数量,提高瞬时动态。基于SAW开关滤波器组子带滤波器矩形系数K(BW40dB/BW3dB)可达2,因此可以有效抑制带外干扰以及ADC采样镜像频谱的抑制,一般抑制均大于40 dB。基于SAW开关滤波器组某频段几个子带滤波器的幅频响应仿真结果如图3和图4所示。

图3 窄带开关滤波器组子带滤波器幅频响应

图4 宽带开关滤波器组子带滤波器幅频响应

1.3 基于LTCC技术低通滤波器

采用LTCC工艺,叠层结构,体积小,插损小,适合高密度贴装,具有陡峭的衰减特性利于噪声抑制。射频数字化接收机采用的ADC输入3 dB模拟带宽一般可以覆盖整个米波段,而实际工作信号截止频率并没有这么宽,因此在ADC输入端可以通过体积小、插损小的低通滤波器来限制其输入信号带宽,通过LTCC低通滤波器并结合ADC输入接口RC低通滤波器来进一步限制ADC输入信号的频率范围,进而抑制带外干扰。该滤波器同时还可以对ADC采样时钟的谐波进行抑制,防止其进入射频通道放大器并与输入信号产生互调干扰。

1.4 基于FPGA多速率信号处理数字滤波器

基于FPGA多速率信号处理滤波器设计是多速率信号处理的核心内容之一[6],对于数字接收来说数字滤波器的作用主要是抽取前数字抗混叠滤波以及过采样信噪比得益的获得。射频直接采样采样率比较高,需要通过后续数字正交解调、抽取滤波来获得与瞬时信号带宽相匹配的基带I/Q信号。从前面模拟滤波器分析可知,模拟滤波器如果将频带划分过窄将造成体积和成本大幅度提高,因此广播电视信号工作频点附近相邻频道干扰只能通过数字滤波器来进行抑制,在信号环境密集的场合需要对相邻频道有足够的抑制,防止抽取后邻频道干扰信号折叠到带内影响输出的信噪比。

多速率信号处理数字滤波器设计时需要考虑其高效实现,在保证指标的同时最小化资源利用和功耗的消耗。目前多速率数字滤波器的高效实现方式主要有CIC滤波器、半带滤波器、基于多相结构的高效抽取滤波器等方法实现[7],大抽取比情况下需要通过多级级联滤波器来实现采样率转换、信噪比得益以及干扰抑制,具体实现时要综合带内纹波、带外抑制、实现资源以及功耗等指标来考虑;对邻频干扰进行抑制要求滤波器的过渡带很窄,而滤波器阶数与过渡带宽直接相关,这时可以通过基于半带滤波器的频谱屏蔽滤波器或基于互补滤波器的频谱屏蔽滤波器来获得窄的过渡带带宽,实现邻频干扰的抑制。图5给出了某米波段雷达窄带系统数字多级级联滤波器级联幅频响应。从图中可以看出,在信号带宽为150 k Hz情况下数字滤波器对邻频干扰抑制度可达100 dB左右,对带内远区干扰抑制将更大。

图5 数字多级级联滤波器带外抑制

2 基于射频数字化采样时钟优化选择接收机抗干扰设计

采样时钟的优化选择包括时钟频率的优化选择和相关指标的优化选择。射频数字化接收机采样时钟的选择首先要考虑满足带通采样定理,另外由于射频直接采样ADC模拟带宽一般比较宽,因此采样后将有多个奈奎斯特频带的信号将混叠到带内,虽然ADC前有抗混叠滤波器,但是当某个频带有强干扰时,抗混叠滤波以及采样后干扰信号的剩余还有可能会高于目标回波信号的强度,因此在带外有强干扰的情况下,采样时钟的选择需要考虑避免出现有强干扰频带直接通过采样混叠到工作信号带内。

假定某雷达的工作频段为48～110 MHz,因此射频数字化接收机多级模拟滤波器以及天线响应可以对远区干扰进行有效抑制,但对于VHF频段电视频道6～12频段(167～216 MHz)的干扰抑制有限,因此采样时钟选择时重点需要考虑避免该频段信号直接混叠到工作带内。如果不考虑采样混叠,可以直接选择240 MHz采样时钟,这时整个信号频带位于第一Nyquist带,但此时VHF频段电视频道6～12频段强干扰信号将由于采样折叠而进入48～85 MHz的低频段。因此具体设计时可以考虑使用两个采样时钟或者采样时钟切换来保证没有采样折叠发生。具体设计时48～85 MHz采用200 MHz采样时钟,85～110 MHz采用240 MHz采样时钟。各自对应的信号频带和镜像干扰频段如图6和图7所示。

图6 48～85 MHz信号200 MHz采样前4个奈奎斯特频带

图7 85～110 MHz信号240 MHz采样前4个奈奎斯特频带

从图中可以看到,工作在48～85 MHz频段200 MHz采样时,调频广播以及VHF频段6～12频道干扰信号无法通过采样直接混叠到工作带内;工作在85～110 MHz频段240 MHz采样时,VHF频段1～4频道以及6～12频道干扰信号也无法通过采样直接混叠到工作带内。

在信号密集环境下,射频直接采样接收机采样时钟设计时还需要考虑相位噪声的影响。多信号采样时钟相位噪声折叠效应会造成相邻频道的噪声叠加到工作信号带内,特别是信号带宽较窄且信号比较密集的情况下,图8给出了多信号采样相位噪声折叠效应[8]。由于相位噪声折叠效应,采样时钟设计时对于近区100～200 k Hz附近的噪声电平要求足够低,采用高稳定性低相噪晶振以及直接合成方式可以获得相噪性能优良的采样时钟,采用锁相方法产生采样时钟需要对环路滤波器带宽及其抑制度有较高的要求。

图8 多信号情况下采样相位噪声折叠效应

3 射频数字化接收机抗干扰实现

图9给出了米波雷达射频数字化接收机抗干扰设计的一个具体工程实现,图10给出了射频数字化接收机测试结果。

图9 射频数字化接收机实物图

图10 射频数字化接收机测试结果

基于上述多级滤波器设计以及采样率优化选择方法设计的射频数字化接收机,在射频通道未饱和阻塞情况下,带外干扰抑制大于240 dB,带内远区干扰抑制大于160 d B,带内邻频干扰抑制大于100 dB。

4 结束语

米波雷达由于其频段反隐身以及一般不在反辐射导弹制导频段内等优势,近年来在国内外都得到了飞速发展和广泛应用,但是由于米波频段内有大量广播电视等强干扰信号,因此米波雷达接收机必须解决抗干扰设计问题。本文给出了基于频域的多级滤波技术以及基于射频数字化采样时钟优化选择的接收机外界干扰抑制方法,并成功应用于米波雷达射频数字化接收机设计中,可以有效抑制接收机工作频带外以及频带内邻频等干扰信号。

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