基于并行处理的E－band高速调制解调关键技术研究

张 航，徐 信

（1.中国电子科技集团第五十四研究所，河北石家庄050081；2.济南军区通信网络技术管理中心，山东济南250002）

基于并行处理的E－band高速调制解调关键技术研究

张 航1，徐 信2

（1.中国电子科技集团第五十四研究所，河北石家庄050081；
2.济南军区通信网络技术管理中心，山东济南250002）

针对E－band调制解调的需求，提出了对高速数据并行处理的方法。阐述了所采用的载波频偏恢复和前向定时恢复算法的原理，并提出和分析了相应的并行结构。通过计算机仿真，验证了在AWGN信道下，该并行结构能较好地完成相应功能，具有硬件的可实现性，满足高速数据处理的需求，适用于E－band高速调制解调。

E－band；并行结构；载波恢复；定时恢复

0 引言

近年来，宽带大容量信息传输、个人通信及军事保密/抗干扰通信的需求持续增长。由于高频微波频段有着极为丰富的频谱资源，毫米波乃至亚毫米波领域逐渐成为国际电磁波频谱资源研究、开发和利用的活跃领域［1］。E－Band工作在71～76 GHz或81～86 GHz毫米波频段，其中频带宽可支持250 MHz 和500 MHz，目前调制模式最大可支持64QAM。因此E－Band分组微波设备在500 M中频带宽和64QAM调制模式下的系统单频点容量可达2.5 Gbps。

超高的数据速率给系统硬件实现带来了挑战。串行数据处理所需的高频时钟超出了硬件设备的承受范围，因此对于调制解调的关键算法需要采用并行处理结构［2－4］。文献［5］中提出了一种利用两段相同序列估计OFDM系统各子载波的频率偏差的算法，文献［6］中提出了一种利用频域信息估计时钟误差的平方率算法。针对以上关键技术提出了相应的并行处理方法，给出了E－Band毫米波通信适用的高速调制解调器频偏估计和定时方法，并通过计算机仿真得到在AWGN信道下的仿真结果，验证其可行性，测试系统的性能。

1 系统模型

调制模块数字部分的原理框图如图1所示。对于调制信号来说，前导序列－SP和LP序列以及UW独特字均采用IQ两路相同的QPSK调制方式，数据段的调制方式QPSK、16QAM、32QAM、64QAM等可选（本文仅针对64QAM进行仿真验证）。基带成型滤波器采用平方根升余弦（SRRC）滤波器进行基带脉冲成形。

图1 调制模块数字部分原理框图

解调模块数字部分的原理框图如图2所示。由于系统数据传输速率达到2.5 Gbps，所以以上数字部分实现均采用8路并行处理。

图2 解调模块数字部分原理框图

2 关键技术

2.1 载波频偏恢复

采用有数据辅助载波恢复算法，利用帧结构数据中已知的前导序列SP和LP序列，采用基于前导的最大似然算法完成载波恢复，结构框图如图3所示。

图3 载波频偏恢复算法结构框图

2.1.1粗/细载波频偏估计

前导序列中相邻两段相同的SP序列进行自相关，可以得到相邻两段SP序列之间的相位差，粗载波频偏估计算式［5］如下：

式中：N为SP序列的周期。由于反正切函数的范围为（－π，π），所以粗载波频偏的估计范围为（－1/2TSN，1/2TSN），频偏估计范围与SP序列的周期相关，SP序列的周期越长，估计精度越高，频偏估计的范围就越窄。粗载波频偏估计精度不够，因此必须在粗载波估计后进行精细载波估计。采用帧结构中的LP序列完成精细载波估计，计算法仍然采用式（1）。

2.1.2并行结构

载波恢复算法并行结构框图如图4所示。

图4 载波恢复算法并行结构

假设输入为粗/细载波频偏估计模块的信号为xj（i），j＝0，1，2，…，7，j代表并行输入路，i代表采样时刻，N代表SP序列/LP序列的长度。图5给出8路并行粗/细载波频偏估计结构框图，根据频偏估计值对并行输入的采样数据进行并行相位旋转消除载波频偏。

图5 8路并行粗/细载波频偏估计原理框图

2.2 定时恢复

2.2.1 前向定时恢复算法

Oerder.M和Myer.H提出了数字滤波平方算法［6］，设符号周期为T，采样时钟Ts＝T/N，对每段间隔为LTs的信号分别进行处理。即对每接收到的LN个采样数据，先进行平方运算，然后计算傅里叶系数，则ε的无偏估计为：

前馈结构定时恢复算法如图6所示。

图6 前馈结构定时恢复算法

对于式（2），若接收数据采用4倍过采样，则ε的无偏估计等效于：

根据上述算法得到的采样时钟偏差ε通过立方插值算法对该段数据进行插值滤波，对得到的过采样数据通过与数据帧头的CP进行相关，以确定最佳采样点，输出1倍采样率信号。

2.2.2 并行结构

前向定时恢复算法并行结构如图7所示。

图7 前向时钟恢复算法并行结构

并行时钟误差检测仍然采用式（3），8路并行输入数据的时钟误差检测如图8所示。

图8 8路并行时钟误差检测原理框图

8个并行过采样数据输入到内插控制单元［7－8］，内插输入控制为8个内插器提供正确的数据。如果内插运算利用Ni个采样点计算出一个插值点，则内插输入控制的输出为8路数据，每路数据有Ni个点。内插输入控制是长度为8＋Ni－1的数据缓存区，其更新方程为：

即将缓存区中的后Ni－1个数据依次移到最前端，从Ni个数据开始更新为输入的8个数据。式中din（iTs），i＝1，2，…，8表示输入数据，dici（iTs），i＝1，2，…，8＋Ni－1表示缓存区中数据。其输出给并行内插器的8路数据为：

式中：i＝1，2，…，Ni，j＝1，2，…，8，rj（iTs）表示输出给第j个内插器的第i个数据。

并行插值运算公式：式中n，j与μn，j分别为第个内插器的插值估值整数部分与分数部分。

并行最佳点的选取是从1、4，2、5，3、7，4、8四种情况中，选取出和已知的UW独特字相关峰最大的一种作为最终时钟恢复的输出。

2.3 载波相位跟踪

信号在经过粗/细载波频偏恢复，定时恢复之后会存在很小的载波偏差值，由于信号帧的长度比较长，很小的载波偏差值在相位上的累积会导致解调性能下降［9－10］。为此利用信号帧中的UW独特字进行相位的跟踪和纠正。采用接收到的UW信号和原始的UW独特字进行相关运算，相关值的复数相角即为需要旋转的相位值。计算公式如下：

式中，z为接收到的UW信号，c为已知UW独特字。

3 仿真结果

3.1 AWGN信道下仿真

在AWGN信道下对本系统方案进行仿真，发射信号帧头采用BPSK调制，帧体数据采用64QAM调制方式，数据传输符号速率为420 Msps。在接收端对接收信号采用近似4倍过采样，fs/f＝4.000 2，fs为采样速率，f为符号速率。载波频率偏差1.530 MHz（相当于0.364％符号速率，约0.09％采样速率），相位偏差70°。AWGN信道SNR＝26 dB，对应于64QAM调制体制Eb/N0＝18.22 dB。前向定时估计的仿真图如图9所示。

图9 采样时钟偏差估计仿真图

在AWGN信道下，粗/细载波频偏恢复和定时恢复并行模块均能实现功能。过采样数据经过粗载波频偏恢复、定时恢复、精细载波恢复、相位跟踪与纠正之后的星座图如图10所示。

图10 AWGN信道下各模块处理之后星座图

3.2 系统性能仿真

对本系统方案的性能进行计算机仿真，图11是本系统方案在AWGN信道下的64QAM调制体制下误码率曲线，可以看到在AWGN信道下，本系统误码率曲线基本接近理论曲线。

图11 64QAM数据传输系统误码率曲线仿真图

4结束语

针对E－band调制解调的超高速数据处理问题，在已有的载波频偏恢复和定时恢复算法基础上，提出了并行处理结构，以使得其可适用于硬件的处理速度。所提出的并行处理结构具有可扩展性，以适应更高速的数据处理。通过仿真分析，各关键模块在AWGN信道下均表现出了较好的性能，其误码率曲线基本接近理论曲线，具有硬件的可实现性。

［1］王晓海.毫米波通信技术的发展与应用［J］.电信快报，2007（10）：19－21.

［2］刘会红并行数字匹配滤波器的设计［J］.无线电工程2011，41（7）：62－64.

［3］刘会红，林春霞基于带通采样QPSK高速解调器的技术分析［J］.无线电通信技术，2011，37（1）：59－61.

［4］刘春冉，殷玉涛，李志勇.300 Mbps地空通信的调制解调器设计［J］.无线电通信技术，2013，39（3）：32－35.

［5］Moose P H.ATechnique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction［J］.IEEE Trans.Commun，1994，42（10）：2908－2914.

［6］Oerder M，Meyr H.Digital Filter and Square Timing Recovery［J］.IEEE Transactions on communications，1988，36（5）：605－612.

［7］Gardner F M.Interpolation inDigital Modems.I：Fundamentals［J］.IEEE Transactions on communications，1993，41（3）：501－507.

［8］Erup L，Gardner F M，Harris R A.Interpolationin Digital Modems.II.Implementation and performance［J］.IEEE Transactions on Communications，1993，41（6）：998－1008.

［9］Mengali U，Andrea AND.Synchronization Techniques for Digital Receivers［M］.New York：Plenum Press，1997.

［10］张航一种OFDM剩余载波频偏估计算法的FPGA实现［J］.无线电工程，2008，38（4）：62－64.

Research on the Key Technologies of E-band M odulation and Demodulation Based on Parallel Processing

ZHANG Hang1，XU Xin2
（1.The 54th Research Institute of CETC，Shijiazhuang Hebei050081，China；
2.Communication and Network Technique Management Centre of Jinan MinistryRegion，Ji＇nan Shandong 250002，China）

Aiming at the requirement of E－band modulation and demodulation，themethod of parallel structure in high－speed data processing is proposed.The principle of carrier frequency recovery and feed－forward timing recovery algorithm is firstly expatiated，then the parallel structure of those key technologies is proposed and analyzed.Under the Gaussian channel with computer simulations，the parallel structure can complete the functionswell and have the feasibility of hardware.Themethod meets the requirement of high－speed data processing and can be applied to E－band high－speed modulation and demodulation.

E－band；parallel structure；carrier recovery；timing recovery

TN928

A

1003－3114（2015）04－43－4

10.3969/j.issn.1003－3114.2015.04.11

张 航，徐 信.基于并行处理的E－band高速调制解调关键技术研究［J］.无线电通信技术，2015，41（4）：43－46.

2015－03－17

张航（1983—），工程师，主要研究方向：微波通信技术。

徐信（1970—），男，博士后，高级工程师，主要研究方向：无线通信技术。