有源中点箝位式（ANPC）五电平逆变器调制方法和飞跨电容电压控制策略研究

张航航，刘小刚，张新涛，张 磊，梁欢迎

（1.陕西科技大学电气与信息工程学院，西安 710021；2.特变新疆新能源股份有限公司，乌鲁木齐 830011）

有源中点箝位式（ANPC）五电平逆变器调制方法和飞跨电容电压控制策略研究

张航航1，刘小刚2，张新涛2，张 磊2，梁欢迎2

（1.陕西科技大学电气与信息工程学院，西安 710021；2.特变新疆新能源股份有限公司，乌鲁木齐 830011）

分析了ANPC型五电平逆变器开关状态和输出电平的关系，并提出单周期SPWM调制方法。该调制方法在一个开关周期内实现有效电平且包含飞跨电容充电、放电两个状态。针对控制飞跨电容电压的问题，提出了在调制策略中增加充电因子，通过检测飞跨电容电压和实时调节充电因子实现飞跨电容电压闭环可控。最后对单周期SPWM调制方法和飞跨电容电压控制策略进行了仿真和实验，验证了其正确性。

有源中点箝位式（ANPC）；五电平逆变器；正弦脉宽调制（SPWM）；飞跨电容；充电因子

引言

随着电力电子技术的飞速发展，多电平功率变换器已成为中高压大功率应用领域的一个研究热点。多电平逆变器的思想最早是由日本长冈科技大学的KiraNabae等提出的［1-2］。五电平逆变器与传统两电平逆变器相比具有许多优势，如输出电压谐波含量低、开关器件承受的耐压低，滤波电感容量小等，因此研究五电平（多电平）技术对于提高逆变器转换效率、降低其制造成本有重要的工程应用价值。

目前基本的五电平逆变器主要有3种拓扑结构，分别是二极管箝位式、电容箝位式和级联式。这3种传统的五电平拓扑在应用上本身都存在缺点，二极管箝位式五电平逆变器的缺点是：（1）二极管的数量比较多，当电平数很大时，实际电路的实现比较困难；（2）直流侧电容电压分压不平衡；（3）主开关导通时间不相等。电容箝位式五电平逆变器的最大的缺点就是需要大量的箝位电容而且在运行过程中必须严格控制飞跨电容电压的平衡；级联式五电平逆变器的固有缺点是需要多个直流输入源，限制了其在光伏行业的应用［1，4］。

因此本文采用一种有源中点箱位式ANPC（active neutral point clamed）五电平逆变器［5-7］，分析了该逆变器拓扑的工作原理及其特点，给出相应的调制方法和飞跨电容电压控制策略。通过仿真和实验验证了其正确性。

1 ANPC型五电平逆变器拓扑分析

图1为五电平逆变器拓扑。该拓扑由2组直流电容、8个功率开关管、8个与功率开关管反并联的二极管和1组飞跨电容组成，输出＋2E，＋E，0，-E，-2E 5个电平。以流出逆变器为电流正向，如图1中电流IL方向为正，对五电平逆变器的5种电平的开关状态进行分析，考虑电流正向和电流反向两种情况，工作原理如表1和表2所示。表1列出了在电流正向时，逆变器可以输出的所有电平对应的开关状态及其飞跨电容的充放、电状态。值得注意的是，其中E与-E分别对应2种开关状态，一种为电容充电状态，一种为电容放电状态。这种冗余开关状态可以实现对飞跨电容的充放电控制。表2列出了在电流反向时的开关状态和飞跨电容充、放电状态。

图1 单相ANPC型五电平逆变器拓扑Fig.1 Single phase ANPC five-level inverter topology

表1 电流正向时的开关状态Tab.1 On-off state for forward current

表2 电流反向时的开关状态Tab.2 On-off state for backward current

2 调制方法

五电平逆变器的基本调制策略主要分为空间矢量PWM调制SVPWM（space vector pulse width modulation）和多载波SPWM（Sinusoidal pulse width modulation）调制2种方法［8-10］。SVPWM调制方法是在判断空间矢量所在扇区和依据伏秒等效原理的基础上计算各个开关状态的开关顺序和有效作用时间，从而综合输出电压波形，本质上具有电压利用率高的优点。但是，传统的SVPWM方法随着电平数的增加其计算的复杂性也大大增加，并不适用于电平数超过5个的多电平逆变器，因此本文的调制方法主要是以多载波SPWM调制为基础进行改进的［11-12］。

2.1 传统的多载波SPWM调制方法

多载波SPWM一般采用两种技术：①基于载波垂直移幅技术（包括PD（phase disposition）、APOD（alternative phase opposite disposition）与POD（phase opposite disposition））；②基于载波水平移相技术PS（phase shifted）。如图2所示。针对每一种具体的逆变器拓扑结构，只应用特定的调制策略。基于载波垂直分布技术方法直接决定的是相电压的电平状态，所以较多地用在NPC逆变器中；而PS技术较多地用在FLC逆变器和MMC逆变器，可以自然地达到开关器件负荷平衡的控制要求。

ANPC型逆变器可采用同相移幅的思路进行PWM调制［13］。如图2（a）所示，一个参考正弦波与四组移幅的三角载波进行实时比较确定输出电平，根据表2、表3调节对应功率开关管的导通与截止。采用传统的SPWM调制方法的优点是直观、清晰、易于仿真实现，但是由于该方法需要实时比较和实时调节开关管导通关断，不适合基于开关周期调节的PWM调制，因此不能用现有的DSP芯片实现。

图2 多载波SPWM调制Fig.2 Multi-carrier SPWM strategies

2.2 单周期调制方法

根据表1和表2对有源中点箝位式五电平逆变器工作原理的分析，可以看出开关管1和3，开关管2和4具有相同的驱动脉冲，开关管1和2，开关管5和6，开关管7和8为互补开关对。对表1和表2化简后可以得到表3。

表3 简化后的开关状态Tab.3 Simplified on-off state

由表3可知要实现对五电平逆变器的控制，只需要3路独立的驱动信号。为区分输出电平为E、0、-E各自的2个冗余电平，分别定义为E′、E″、0＋、0-、-E′、-E″。从表3可以看出功率开关管S1在输出正电平时是常开的，而在输出负电平时是常关的，因此功率开关管S1的控制脉冲可以通过检测参考波正负而得到，即参考波为正时S1的控制脉冲为高电平；反之则为低电平；而S5和S7的控制脉冲可以通过参考波和两组三角载波的比较得到。

本文提出一种单周期调制方法，该方法采用2组互差180°的三角载波与参考波进行比较，在一个开关周期内包含相邻的2种电平状态，其中E电平被均分为E′和E″，-E电平被均分为-E′和-E″。因为在相同的输出电流情况下两个冗余电平分别为充电状态和放电状态，所以在一个开关周期内可以实现对飞跨电容的充电和放电过程，从而减小飞跨电容的电压纹波。

单周期调制方法的驱动波形如图3所示。图中G1、G5、G7分别为开关管S1、S5、S7的驱动信号，阴影部分为冗余电平作用时间。若三角载波取值为0～2E，则在参考波正半周的G5、G7驱动信号为参考波与三角载波的比较结果，在参考波负半周的G5、G7驱动信号为参考波加2E与三角载波的比较结果。

这种调制方式的优点是：（1）一个开关周期内包含相邻两个电平，同时含有飞跨电容充电和放电状态，有利于实现飞跨电容充、放电平衡，进而可以控制飞跨电容电压，减小电压纹波；（2）参考波简单，容易通过参考波与三角载波比较的SPWM方法实现五电平输出；（3）容易用DSP实现。

图3 单周期调制方法的开关状态Tab.3 On-off state with single-cycle modulation

3 飞跨电容电压的控制

在有源中点箝位式五电平逆变器的结构中，由于各功率器件的参数差异导致飞跨电容充放电存在差异，而飞跨电容充放电必然会引起电压波动。由表3可知，在逆变器输出E电平和-E电平时，飞跨电容会进行充放电，进而导致飞跨电容电压的波动，飞跨电容电压波动又会影响逆变器输出电压波形和功率器件承受的电压。所以对飞跨电容电压进行控制非常必要［14］。

对飞跨电容电压控制的基本思路是，输出电压E和-E分别对应两种状态，一种是充电状态，一种是放电状态。输出电压E或-E总的作用时间是由当前参考波确定的，在上述电平输出时间里可以控制其充电状态和放电状态作用时间，从而使电容电压达到稳定。

本文提出在控制策略中设置一个充电因子，通过检测到的飞跨电容电压调节充电因子来达到飞跨电容电压稳定控制。当检测到的飞跨电容电压高于给定的基准值时，调整充电因子为负，使飞跨电容充电时间减少，同时飞跨电容的放电时间得到增加，使飞跨电容电压达到稳定。反之，如果检测到的飞跨电容电压低于给定的基准值时，调整充电因子为正，使飞跨电容充电时间增加，飞跨电容放电时间减少，最终达到飞跨电容电压稳定。

设δ为充电因子，Ref为调制波，以2E电平与E电平切换为例分析充电因子的作用机制。根据电平作用伏秒平衡原理有

式中：T2E为2E电平作用时间；TE为E电平作用时间；Ts为S5、S7功率器件PWM开关周期，即

联立式（1）、式（2），得

加入充电因子后，E′、E″的作用时间分别为

式中，IL为电感电流。其中，

同理，E电平与0电平切换、0电平与-E电平切换、-E电平与-2E电平切换，均可得到与式（4）相同的控制规则。

4 仿真与实验研究

4.1 仿真结果及分析

本文采用Matlab软件进行仿真。仿真系统参数如下：直流侧电压为700 V，飞跨电容为2 400 μF，飞跨电容电压基准值175 V，开关频率为8 kHz，电网电压220 V，电网频率为50 Hz，并网功率为5 kW。五电平逆变器运行在工频50 Hz工况下输出Van仿真波形如图4所示；并网电流波形为正弦波，如图5所示；未加充、放电平衡策略时的飞跨电容电压波形如图6所示，由于各IGBT导通压降、开关时间存在差异，在未加入平衡策略时飞跨电容电压不受控；加入平衡策略时飞跨电容电压波形如图7所示。仿真以母线电压的1/4作为飞跨电容电压给定，以飞跨电容电压作为反馈，经过PI控制器输出充电因子，以式（4）的控制规律调节充、放电状态的作用时间。由图7看出加入平衡策略后飞跨电容电压稳定在175 V附近，电压波动约为2 V。

图4 逆变器输出电压的仿真波形Tab.4 Simulation waveform of output voltage of inverter

图5 并网相电流波形Tab.5 Grid-connected phase current waveform

图6 未加平衡控制的飞跨电容电压波形Tab.6 Flying capacitor voltage waveform without balance control

图7 加入平衡控制的飞跨电容电压波形Tab.7 Flying capacitor voltage waveform with balance control

4.2 实验结果及分析

单相有源中点箝位式五电平逆变器的实验平台的主要技术参数与上述仿真参数相同。图8为逆变器输出电压及并网电流波形，其中CH1为逆变器输出5电平电压波形，CH2为并网电流波形，CH3为电网电压波形。

图8 逆变器输出5电平及并网电流波形Tab.8 Wareforms of five-level output voltage and grid-connected current

图9 飞跨电容电流及飞跨电容电压波形Tab.9 Waveforms of flying capacitor current and voltage

图9为飞跨电容电流及飞跨电容电压波形，其中CH1为直流母线电压，CH2为飞跨电容电流，CH3为飞跨电容电压。

5 结语

本文研究了有源中点箝位式ANPC五电平逆变器的调制方法和飞跨电容充、放电平衡问题。文章分析了ANPC型五电平逆变器开关状态与输出电平的关系，得出单周期SPWM调制方法。该调制方法便于利用DSP的PWM模块生成驱动控制脉冲，在一个开关周期内逆变器输出含相邻2个电平，同时含有飞跨电容充电、放电2个状态，通过加入充电因子控制充、放电状态作用时间，在不影响输出电平的前提下实现了飞跨电容电压的控制，且飞跨电容电压波动小。仿真和实验结果验证了本文提出的调制方法和飞跨电容电压控制策略的正确性。

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Research on Modulation Method of ANPC Five-level Inverter and Control Strategy of Flying Capacitor Voltage

ZHANG Hanghang1，LIU Xiaogang2，ZHANG Xintao2，ZHANG Lei2，LIANG Huanying2
（1.College of Electrical＆Information Engineering Shanxi University of Science＆Technology，Xi′an 710021；2.TBEA Xinjiang Sunoasis Co.Ltd.，Urumqi 830011）

The relationship between the on-off state and output level of active neutral point clamped（ANPC）five-level inverter is analyzed in this paper.Additionally，a single-cycle modulation method which concerning with accomplishing effective level and the charging-discharging of flying capacitor during one switching period is raised.In order to control the voltage of flying capacitor，a charging factor used to adjust the operating time of chargingdischarging state is proposed to add into the modulation strategy of this paper.Hence，the closed loop control of flying capacitor voltage is achieved via detecting the voltage of flying capacitor and regulating the charging factor in real time.Finally，the single-cycle sinusoidal pulse width modulation（SPWM）method and the control tactic of flying capacitor voltage are simulated and researched，the validity of this SPWM means and control strategy is verified simultaneously.

active neutral point clamped（ANPC）；five-level inverter；sinusoidal pulse width modulation（SPWM）；flying capacitor；charging factor

张航航（1986-），女，硕士研究生，初级工程师，研究方向：电力电子与新能源发电技术，E-mail：zhh9072@163.com；

刘小刚（1982-），男，硕士研究生，中级工程师，研究方向：电力电子与电力传动，E-mail：93683310@qq.com；

张新涛（1980-），男，本科，中级工程师，研究方向：光伏并网逆变器，E-mail：1377201812@163.com；

张磊（1979-），男，博士研究生，高级工程师，研究方向：光伏并网逆变器控制策略，E-mail：oasis.Lei.zhang@gmail；

梁欢迎（1979-），通信作者，女，硕士研究生，中级工程师，研究方向：光伏并网逆变器技术，E-mail：lianghying@163.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.1.67

：TM 461

：A

2014-09-17

国家高技术研究发展（863）计划（2011AA05A305）

Project Supported by National High-tech R＆D Program of China（863Program）（2011AA05A305）］