单相升/降压PFC 变换器分阶段电流优化控制技术研究

毛 鹏 王川云 贾红云

（1.南京信息工程大学 南京 210044 2.南京博兰得电子科技有限公司 南京 210042）

1 引言

在开关电源中，交流/直流（简称AC-DC）变换器通常需要具有功率因数校正（Power Factor Correction,PFC）功能。现有应用以升压型PFC 变换器为主[1]，但在宽输入、宽输出电压变化场合，升压型变换器并非最佳选项。例如，在电动汽车充电站中，充电机输入为交流，相电压有效值为220V，输出为直流，给电池充电，此时，如果使用升压型AC-DC 变换器，为得到良好的输入电流品质，输出电压至少要控制在400V 以上，而作为负载的电池，需要的直流电压在较宽范围内变化，并且可能低于400V，比如介于100～400V 之间。在类似场合下，采用升压型变换器实现PFC，将会导致较高的直流输出电压，并引发如下问题：①为满足对负载的供电，需采用多级变换器架构，这将显著降低系统效率[2]；②增大电路元器件的电压应力；③增大各级变换器的电压转换比，增加系统损耗[3]。显然，如果直接以负载所需电压作为AC-DC 变换器的输出给定，不再顾忌输出电压是否大于输入电压峰值，则上述三个问题都可解决，而这必须借助具有升/降压功能的交/直流变换器。

就单相升/降压AC-DC 变换器而言，根据开关管数量可分为单管、双管型两种，前者包括传统Buck-Boost、Sepic和Cuk 等拓扑，后者类型较为丰富[4]。单管型易于控制，但所有功率的传输都要经电感储能环节间接完成，导致系统效率较低[4]，另外，单管型Buck-Boost 变换器输出电压的极性，与整流输出电压的极性相反，闭环设计困难，使用范围也受到很大限制[5]。相对而言，双管型升/降压PFC变换器可借助开关状态的配合，分别呈现为简单升压或降压型PFC 变换器，从而大幅降低间接功率传递在总功率中的占比，既降低元器件的电压应力，又提高系统效率[6-8]。双管型拓扑具有诸多优势，但控制难度较大，目前有两种基本的控制方案：双电流环控制方案[9,10]和单电流环控制方案[11-14]。后者控制结构较为简单，得到了各国学者的广泛关注，但该方案下，为确保控制系统的稳定，必须使升压侧滤波电感的取值足够小[5,15]。这意味着，为保证较小的输入电流纹波，不得不大幅提高变换器的开关频率，而这必将显著增加系统的开关损耗。

本文结合单相双管Boost-Buck 交/直流变换器进行研究。首先详细介绍现有双环控制方案的基本原理，并分析指出现有方案的优势，以及存在的不足；在此基础上提出一种新型组合控制方案，并阐明其实现方法；最后通过基于数字控制的原理样机，对新型控制方案的有效性进行验证。

2 采用传统双环控制方案的单相级联型Boost-Buck PFC 变换器

2.1 基本原理介绍

图1 为单相双管级联型Boost-Buck PFC 变换器原理图，该变换器包含两个开关管，分别为S_Boost和S_Buck。结合电路图可知，如果令S_Boost恒关断，而S_Buck工作在高频开关状态，则变换器等效为图2a 所示的电路，此时，升/降压变换器等效为含前置LC 滤波的Buck 型PFC 变换器。同样地，如果令S_Buck恒导通，S_Boost处于高频开关状态，则变换器将等效为图2b 所示的电路，该电路实为传统单相Boost PFC 变换器，并且在输出侧加了一级LC 滤波器。

图1 单相Boost-Buck PFC 变换器原理图Fig.1 Diagram of single-phase Boost-Buck PFC converter

图2 不同开关组合状态下的等效电路Fig.2 Equivalent circuit under different switching patterns

为了将输出电压控制在给定值，并实现变换器的单位功率因数运行，可采用传统Boost PFC 变换器的控制方案[11-14]，如图3 所示：外环为电压控制环，采用比例-积分（Proportional-Integral，PI）控制，控制器的输出作为输入电流的幅值参考；内环为电流控制环，也采用PI 控制，确保输入电流跟踪参考电流，实现功率因数校正的目的。

图3 传统双环控制原理图Fig.3 Traditional scheme with double control loop

传统Boost PFC 变换器只有一个开关管，内环控制器的输出直接与三角载波交截，生成所需开关控制信号。与之相比，级联型Boost-Buck 变换器有两个开关管，需要两路控制信号，目前有两种调制方案：①一路调制信号、两路载波信号方案[13,14]，即以电流控制器的输出作为调制波，与两路三角载波进行交截，如图4a 所示，其中一路载波信号存在直流偏置；②两路调制信号、一路载波信号方案[9,10]，如图4b 所示，其中一路调制信号为电流控制器的输出，另一路则加入直流偏置，且偏移量与载波幅值相等。上述两种调制方案都可以自动生成两路控制信号，而且确保在任意阶段，只有一个开关管处于高频工作状态，另一个开关管处于恒关断或恒导通状态。

图4 两种不同的调制策略Fig.4 Two types of modulation scheme

2.2 传统方案的优点及不足

上面提到的控制方案配合恰当的脉冲宽度调制策略，充分利用了级联Boost-Buck PFC 变换器的电路特点，确保在任意阶段，始终只有一个开关管工作在高频开关状态。该控制思路对降低变换器开关损耗十分有利，但传统控制方案下，不论Buck，还是Boost 工作模式，内环都采用了平均电流控制方案。而升压、降压型变换器的电路结构及其控制规律的确都存在显著差异，这种强行采用同一种电流控制方案的做法，虽在某种程度上简化了控制系统的结构，但实质上是以变换器升压阶段的电流控制为主，客观上忽视降压变换阶段电流控制效果的处理方式。毕竟，对于Buck PFC 变换器而言，电荷控制比平均电流控制具有更好的电流控制效果[16]。

3 分阶段电流优化控制方案

由上述分析可知，通过两个开关管开关状态的配合，可使级联型Boost-Buck 变换器分时呈现为传统Boost 或Buck 型PFC 变换器，从而可以以单级Boost 或单级Buck 变换器实现升、降压转换。因此，从降低系统损耗角度考虑，本文提出的新型控制方案仍然采用该思路，即当整流电压|vin|＜vo时，使S_Buck恒导通，变换器等效为Boost PFC 变换器，而当|vin|≥vo时，使S_Boost恒关断，变换器等效为Buck PFC 变换器。与传统控制方案相比，新方案拟在升、降压阶段将采用不同的电流控制技术，具体而言，在升压变换阶段采用平均电流控制方案，而在降压变换阶段采用电荷控制[16]，从而确保变换器在整个基波周期内都能实现良好的电流控制效果。下面详细阐述。

3.1 升压模式下的控制方案

图5 为采用平均电流控制的Boost PFC 变换器原理图，电压控制器输出决定输入参考电流的幅值，电流控制器的输出作为调制波，与三角载波交截得到控制脉冲。该阶段，S_Buck被强制处于导通状态，vC_link=vo。

图5 升压变换阶段控制原理图Fig.5 Control diagram in Boost stage

3.2 降压模式下的控制方案

降压工作模式下实现PFC 难度较大，现有方案中，电荷控制方法最为有效，但相关研究也较少，并且主要在模拟方案下进行讨论。下面结合 Buck DC-DC 变换器，分析电荷控制技术的原理，并为数字方案下的电荷控制实现方法奠定基础。

如图6 所示，〈is_bu〉、〈iL_bu〉、〈iL_bo〉分别为流过开关管、滤波电感L_bu、L_bo的平均电流，Ds_bu为开关管导通占空比。稳态下，式（1）应该成立

图6 降压变换器原理图Fig.6 Diagram of Buck converter

如果电路参数L_bo、Clink选择合理，可忽略流过Clink的基波电流，则

由式（1）、式（2）可得

由式（3）可知，如果下一开关周期〈iL_bo〉的给定值为，则S_Buck的导通占空比Ds_bu应该满足

依据式（4）可得Buck PFC 变换器控制系统框图，如图7 所示。

图7 降压型PFC 变换器控制原理图Fig.7 Control diagram of Buck PFC converter

3.3 组合型控制方案

结合图5、图7 可得单相级联Boost-Buck PFC变换器的完整控制框图，如图8 所示。该控制方案特点如下：①实时地判断整流电压|vin|与vo的大小关系，并据此确定变换器应该工作在Boost 模式或者Buck 模式；②当vin峰值大于vo时，一个基波周期内，Boost和Buck 工作模式将交替出现；③Boost和Buck 模式下采用不同的电流控制方案。

图8 新型组合控制方案原理图Fig.8 Diagram of integrated control scheme

4 数字控制方案的实现

本文研究采用数字控制方案，需采样流过电感L_bo和L_bu的电流，以及输入、输出电压。其流程图如图9 所示。可以看出，与传统控制方案相比，新方案下要比较输入电压与输出电压的大小，首先强行使其中一个开关管处于恒导通或恒关断状态。

图9 数字控制方案下流程图Fig.9 Flow chart of proposed control scheme

5 实验验证

为验证新型控制方案的有效性，在实验室搭建了额定功率为1.5kW 的单相Boost-Buck 变换器原理样机。系统采用数字控制，控制芯片为TI 公司的数字信号处理器TMS320F28027，开关频率为50kHz。交流输入电压基波频率 50Hz，在Vin(rms)=90V、Vin(rms)=220V 下分别进行了实验。

5.1 单纯升压变换模式

图10 为Vin(rms)=90V，Vo=200V，输出功率Po=0.6kW 时的实验结果。此时，输入电压峰值小于输出电压，变换器工作在Boost 模式。实验结果显示，采用本文提出的控制方案，输入侧功率因数为0.998。

5.2 升/降压混合工作模式

图11 升/降压混合工作模式下的实验结果Fig.11 Experimental results under Boost/Buck work mode

图11 为Vin(rms)=200V，Vo=200V，Po=1.4kW 时的实验结果。图11a、图11b 实验结果显示：交流输入电压峰值大于输出电压时，变换器出现了Boost和Buck 模式交替出现的情况：Boost 阶段，S_Buck恒导通，S_Boost工作于开、关状态，中间电容电压vC_link=vo；Buck 阶段，S_Boost恒关断，S_Buck工作于开、关状态，vC_link=vin，证实了理论分析的正确性。输入电流THD 为4.6%，输入功率因数为0.997，输出电压稳态值为200V，证实了控制方案的有效性。

6 结论

对级联型Boost-Buck PFC 变换器进行研究，提出一种新型组合控制方案，并进行了实验研究，结论如下：

（1）单相级联型Boost-Buck AC-DC 变换器可以以单级Boost 或单级Buck 变换器的形式，分别实现升压、降压变换，且保证输入电流连续。

（2）在升压、降压工作模式下，级联型Boost-Buck 变换器可采用不同的电流控制技术，实现对输入电流的控制。

（3）升压阶段采用平均电流控制方案，降压阶段采用电荷控制方案，可以确保升/降压变换器在整个基波周期内都实现良好的电流控制效果，达到电流优化控制的目的。

本文提出的控制方案，也适用于级联型Buck-Boost 变换器的控制，对于其他具有明显变结构特征的变换的控制具有重要借鉴意义。需要指出的是，将级联型升降压变换器分解为Boost和Buck 两个工作模态后，为保证系统稳定，电压控制器、电流控制器的参数需精心设计，这涉及变换器建模的问题，因为该部分内容较多，故将在后续论文中单独展开。

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