电容钳位零电压开关同步整流反激变流器

林 氦 赵融融 张军明 黄秀成 钱照明

（浙江大学电气工程学院 杭州 310027）

1 引言

近年来，随着对节能和环境保护的日益重视，对电源产品的效率要求也在持续提高。如外置式电源，为提升节能效果，更加关注其在不同负载条件下的平均效率（即在25%、50%、75%、100%负载条件下的平均效率），而不仅仅是传统的满载效率[1]。同时，考虑到很多电子设备大部分时间工作在轻载以及待机状态，各类行业标准对电源的待机功耗也做出了十分严格的规定。因此，如何提高电源在不同负载条件下的平均效率并且降低其空载损耗已经成为电源设计的关键点[2]。

反激式变流器由于拓扑简单、控制方便等特点，在小功率电源场合被广泛采用。反激变流器的效率与变压器的漏感密切相关。为限制开关管电压应力，通常需要采用RCD（resistance capacitance diode）吸收电路吸收变压器漏感能量并消耗在吸收电阻上[3]。为提高效率，需要实现漏感能量的无损吸收，有源钳位或无损吸收反激电路受到广泛关注[4-9]。但额外增加的辅助绕组或辅助开关管增加了电路的复杂性，并且传统的有源钳位反激电路由于其互补控制方式，存在轻载效率低下和待机功耗高等缺点[2]。

为进一步提高效率，在较低输出电压场合，同步整流技术已经被广泛采用以减小输出整流管的导通损耗。文献[10-15]提出了多种适合反激电路的驱动方案，但对一次侧的漏感能量没有影响。

由于同步管的引入，使得变流器多了一个可控开关。因此，如何充分利用同步整流开关，在降低输出整流器导通损耗的同时，研究降低线路其他损耗的可能性，是本文研究的出发点。据此，本文提出了一种基于同步整流反激电路的新型控制方式，利用同步整流开关的双向导电特性，通过在反激变流器一次侧开关管漏源极之间并联吸收电容，实现漏感能量的无损吸收，同时实现一次侧开关管的零电压开通及零电压关断，提高了反激变流器在满载和轻载下的转换效率。

2 电路拓扑及工作原理分析

零电压（Zero Voltage Switching,ZVS）同步整流反激变流器拓扑如图1 所示。与传统同步整流反激变流器相比，去除了RCD 吸收电路，增加了一次侧开关SW 漏源极并联的吸收电容Ca（假设一次侧寄生电容远小于该电容值）。一方面，此吸收电容用于吸收和储存变压器漏感上的能量，抑制一次侧开关管的电压尖峰；另一方面，利用吸收电容Ca和励磁电感Lm谐振可以实现SW 零电压开通以及降低关断损耗。

图1 基于同步整流的ZVS 反激变流器原理图Fig.1 Schematic of the proposed ZVS flyback converter with synchronous rectifier

电路工作在DCM（discontinous current mode）模式，在SW 开通之前，SR 先导通一段时间，励磁电流反向增长。SR 关断之后电流转移到一次侧，电感电流ip反向，抽走Ca上的电荷，适时开通SW，实现零电压开通。由于电容Ca的存在，限制了开关管关断时的电压上升率，减小了关断噪声。

图2 展示了同步整流反激变流器软开关控制策略的主要稳态工作波形。在一个工作周期内有8 个工作阶段，图3 展示了各个阶段的等效电路图，在分析中，假设输出电压恒定。

图2 电路主要工作波形Fig.2 Steady state waveforms

图3 不同阶段的等效电路Fig.3 Equivalent circuits in steady state operation

（1）阶段1[t0～t1]：在t0时刻，SW 零电压开通，一次电流ip流过励磁电感、SW，呈线性增长。在此阶段有

在t1时刻SW 关断，阶段1 结束。

（2）阶段2[t1～t2]：在t1时刻SW 关断后，励磁电流给并联的钳位电容 Ca充电，直至 t2时刻，在此阶段有

其中

原则：同一次通信多条数据合并一个报文上报，建议不超过200 Byte；非实时性数据按每周通信一次，例如时钟对时报文；一定程度实时要求的数据按每天通信一次，例如路灯异常上报。

（3）阶段3[t2～t3]：在t2时刻，一次电流开始转移到SR 的体二极管，在此阶段，由于同步整流信号的延迟，SR 并没有开通。在此阶段有

其中

在t3时刻，一次电流降为零，二次电流升到最大值。

（4）阶段4[t3～t4]：在此阶段，励磁电感储存的能量向负载释放。一次漏感Lk能量被钳位电容Ca吸收，发生谐振，电容Ca的电压可以近似表示为

式中，Ipk表示一次电流峰值，，R 表示一次侧线路电阻。

（5）阶段5[t4～t5]：在t4时刻，SR 关断，二次电流降为零。Coss_R为二次侧SR 的寄生电容。Ca与励磁电感谐振，一次、二次电压、电流可表述为

（6）阶段6[t5～t6]：t5时刻再次开通SR，从而在二次侧形成了反向的电感电流is。在此阶段有

（7）阶段7[t6～t7]：t6时刻，SR 关断，一次电流ip变负，励磁电感与钳位电容Ca谐振，一次电流和电容电压可表述为

当励磁电感存储的能量大于钳位电容的能量，SW 就能实现零电压开通。

（8）阶段8 [t7～t8]：t7时刻，Vds已下降至零，若此时电感电流未降到零，则通过SW 体二极管续流。

3 参数设计要点

3.1 钳位电容Ca

钳位电容 Ca参数设计对电路的性能优化十分重要，存在开关器件应力与循环能量的折中。由于漏感的能量需要由电容吸收，过小的容量将导致电容电压过高，一次侧MOSFET 的电压应力过高，需要选择耐压高的器件导致导通损耗增加。同样，在实现ZVS 过程中，钳位电容Ca的能量需要励磁电感的储能抽走，过大的容量需要更大的二次反向电流，反而引起二次侧导通损耗和变压器损耗的增加。因此，钳位电容容值的选择基准为保证适当的一次侧开关SW 的电压应力的前提下，选择较小的电容量。假设开关管允许的最大电压应力为VDS_max，漏感能量完全被电容吸收，基于能量守恒原理，Ca容量的最小值为

实验时可按照具体的电路参数进行调整。

3.2 时刻t5的选择

由于辅助电容Ca的存在，在阶段5 中一次侧谐振电流幅值较大，折算到二次侧的谐振电流则更大。二次电流幅值可达到 N2Vo/Z1。如果不能准确选择SR 的开通时刻，将会引起阶段6 的时间增加。在阶段5 期间内一次侧电容电压Vds和二次电流is波形如图4 所示。其中ABCD 是t5时刻的备选时间点。

图4 阶段5 内一次侧电容电压Vds和二次电流is波形Fig.4Waveforms of Vdsand isin stage 5

由于这套ZVS 方案的关键是在二次侧建立反向的电感电流，因此SR 理想开通时刻点应该落在区间AC 内。SR 一旦导通之后，二次侧电感电压钳位在Vo，由式（11）可知一次侧电容电压的峰值为

表1 列出了4 个不同时刻点开通SR 对应的一次侧电容电压的峰值。

表1 ABCD 时刻开通SR 对应的一次侧电容电压的峰值Tab.1 Peak voltage of Vdswhen SR turn-on at A,B,C,D

假设设计的反激变流器输出为16V，变压器匝比为6，SW 的电压应力为650V，在最大交流输入的情况下（Vin=264Vrms），考虑留有裕量，则 BCD三个点都不符合要求。此外，在A 点开通SR，一次侧电容电压几乎没有谐振，消除了BCD 三点带来的谐振损耗。综合二次电流和一次侧电容电压，t5时刻选在一次侧谐振的电压峰值处。

3.3 阶段6 的持续时间

阶段6 的持续时间决定励磁电感的反向电流大小，决定了零电压开通的电压范围和循环能量的大小。为达到全电压范围SW 都能零电压开通，二次侧的电感电流is必须达到一定数值，才能完全抽走Ca上的电荷。励磁电感上Lm的能量必须大于一次侧电容Ca的能量，is的最小值可由下式给出。

从而可以计算出阶段6 的持续时间tSR

3.4 驱动逻辑设计

软开关同步整流反激变流器的一次、二次侧驱动信号逻辑设计如图5 所示。一次侧原始驱动信号经微分电路及适当的延时，获得二次侧辅助导通的驱动信号。一次侧驱动信号可在原始信号设定好死区时间后延时得到。

图5 驱动信号控制Fig.5 Block program for control and driver circuit

4 实验结果

为验证这种软开关控制方法的可行性，制作了一台64W（16V/4A）的样机。样机具体参数可参见表2。采用安森美的NCP1351B 作为一次侧控制芯片，二次侧SR 在正常整流阶段的信号采用电流互感器得到。二次辅助导通时间约为1.5μs，一次、二次侧死区时间约为800ns。

图6a、图6b 分别为90V 交流输入条件下满载和轻载的波形，图7a、图7b 分别为240V 交流输入条件下满载和轻载的波形。从Vds的波形可以看出，在全范围交流输入条件下，SW 实现了软开关。而且较大容值的钳位电容Ca有效吸收了漏感能量，抑制漏源极电压过冲。样机在全范围输入电压下的平均效率及在220V 输入、不同输出功率下的效率曲线分别如图8a、图8b 所示（不包括输入EMI 滤波器）。作为对比，也展示了传统RCD 钳位反激电路效率。其中R=100kΩ，C=2.2nF。本文提出的反激电路在90V 交流输入情况下，平均效率高达0.921，相对传统RCD 吸收的同步整流反激电路，其平均效率在高端提高了0.007，在空载条件下的待机功耗为0.25W。

表2 样机参数Tab.2 Parameters of proposed converter

图6 Vin=90Vrms条件下样机的实验波形Fig.6 Experimental waveforms at different load conditions at 90Vrmsinput voltage

图7 Vin=240Vrms条件下样机的实验波形Fig.7 Experimental waveforms at different load conditions at 240Vrmsinput voltage

图8 实验样机效率曲线Fig.8 Efficiency comparison between flyback with proposed ZVS method and conventional RCD clamp

5 结论

本文提出了一种基于同步整流技术的高效率软开关反激变流器及其控制方法，并详细给出该变流器的原理分析，关键参数设计以及驱动控制逻辑等。所提出的反激变流器，充分利用SR 可双向导电的特性，通过在一次侧开关SW 两端并联无损吸收电路取代传统RCD 吸收电路，实现了漏感能量的无损吸收，并在开关SW 导通前先开通二次侧SR 建立反向励磁电流，从而利用钳位电容与励磁电感谐振实现SW 的零电压开通。因此，本文所提出的控制方法有效降低了传统反激变流器的开关损耗以及漏感能量损耗，可在整个负载范围内取得高变换效率。据此制作了一台64W 的样机，满载效率全范围高于0.93。相对传统的同步整流的反激电路，其轻载效率有明显提高，实验验证了理论分析的正确性。

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