一种具有快速动态响应的新型数字PFC控制器

1 引言

在保证低输入电流谐波、良好的电源质量的前提下，提高输出电压动态响应速度以及电源转换效率逐渐成为PFC技术中的研究热点[1-5]。与传统的模拟PFC控制器相比，数字PFC控制器提供的电源管理功能，以及灵活的的控制算法近来受到越来越多的关注[2,4,5]。并且数字PFC控制技术很容易通过DSP或者微控制器进行验证，大大缩短设计周期[6,7]。目前，数字PFC控制策略中大部分采用的依然是传统的模拟控制思路，只是将这些方法采用数字形式实现而已。例如有源PFC技术中常见的电压模式控制[8,9]、电流模式控制[10,11]和单周期控制[12-14]等。其中电压模式、电流模式控制都是依靠电压环来稳定输出电压，通常包含截止频率很低的低通滤波器，其在衰减了输出电压谐波含量的同时却大大降低了输出电压对负载变化的动态响应能力。这对于恒载应用的场合并无影响，但在变载的应用中，电压环带宽不够将导致输出母线电压长时间大幅度的波动，不仅使得系统的控制性能下降，同时也对负载造成了十分严重的危害。另外，基于乘法器的平均电流控制[15,16]，需要检测输入电压、输入电流和输出电压三路信号，且控制环路里有乘法器，当将其采用数字方式实现时，一方面，因乘法器计算复杂，必然会导致延时，影响控制效果；另一方面，采用数字控制芯片时，三路A-D转换器采样以及乘法器将导致芯片面积增加，成本上升。单周期PFC控制技术不必考虑电流模式控制中的人为补偿，最大的好处是减少了一路输入电压采样。虽然数字单周期PFC控制技术[17,18]克服了模拟单周期PFC技术中参数固定、控制参数适应范围小的问题，但仍需要对电流信息进行采样和处理。

本文提出了一种工作在电流断续模式（Discon tinuous Current Mode，DCM）下的数字PFC控制器。该控制器无需进行电流采样，采用自适应PI控制，改善了系统环路的动态响应性能，并且提高了系统的抗扰动性能，能够适应宽范围的输入和负载条件。同时采用了基于模式控制的启动尖峰电流抑制策略，既最大程度的加快了启动时间，又保证启动时无电流尖峰。基于所提的控制方法设计的专用集成数字PFC控制器芯片，采用Chartered公司的0.18μm工艺进行流片验证，并预先利用FPGA对设计系统的性能进行了测试。

图1 Boost型自适应数字PFC控制器框图Fig.1 The block diagram of digital PFC withself-adapting controller

2 自适应PFC控制策略分析

固定参数的经典PID控制器是PFC系统中常用的控制策略[19,20]，它的最大优点是结构简单、易于实现，但是在宽的负载变化和输入电压范围内，固定参数PID控制器的广适性并不好，特别是在动态响应要求较高的系统中。因此本文设计一种分段自适应控制方法，其结构框图如图1所示，它采用非线性PI控制算法，根据负载、输入电压等的变化实时改变控制参数，使得系统在宽输入电压范围和负载变化的条件下都具有高功率因数值和快速动态响应性能。

分段自适应控制是根据参考值Vref和实际值输出电压vout之间偏差e(e[n]=Vref-Hvout[n])的大小，将系统分为近稳态阶段和动态阶段两个部分。当|e|在设定的近似稳态范围以内，即|e|小于设定的近稳态阈值TH1时，选用相应的较小PID参数，属于普通的线性PID调节；而当|e|大于设定的近稳态阈值TH2时，判定系统处于动态调节状态，更换大比例PID参数进行调节，从而加快动态响应性能。这样在不增加稳态偏差和降低系统稳定性的前提下，改善系统输出电压的动态响应性能。并且设定TH1＞TH2，避免了由于振荡引起的参数频繁切换而加剧振荡的现象。这种方式既能有效地利用PID控制的优势，同时也避免了其因要满足系统稳定性而无法实现快速动态响应的问题。阈值TH2要略大于所能接受的稳定时输出电压波动幅度（按照输入电压和输出功率引起的不同输出电压波动的最坏情况），本文中设为10V；阈值TH1设定可按照仿真时的动态响应情况进行调整，一般为了硬件实现方便选取2～6倍TH2，本文设为 4倍TH2。

PID采用经典的增量式控制，其表达式为

由于在动态调节过程中，误差电压e较大，其对于参数的敏感度很高，若PID参数过大，微小的变化也会导致占空比剧烈变化。本文在PID参数调整过程中，KI=1、KD=0均保持恒定，主要对KP进行了调节，动态时设为127，稳态时设为511（这组参数的选取也考虑了硬件易于实现的因素）。

此外，由于在系统启动阶段追求快速的动态响应而单独设计的调节参数，会加大输入级对后级储能器件的充电能量，也会由于能量的过度累积导致大的电流尖峰。尖峰电流可能给系统器件带来毁灭性影响，这也是实际应用中需要重点解决的问题之一。传统可以采用输出并联电容或者电流检测抑制。但是并联输出电容不仅会增大板级面积，还会延长启动时间；而应用电流检测电路意味着在数字控制器中需要增加额外的模拟电路，这也是要避免的。因此本文提出了一种基于模式控制的启动电流尖峰抑制策略，它的核心思想在于强制系统在DCM模式下工作，消除多余的能量累积，从而规避电感上的尖峰电流。

Boost型转换器中电感充电时和电感放电时的电流变化量分别为

式中，Vin和vout分别为输入电压、输出电压；L为电感值；Ts为开关频率；D1Ts和D2Ts分别为电感充电和放电持续的时间。

假设系统工作在CCM（Continuous CurrentMode）模式下，则每个开关周期的电流累加会使电感中很快出现一个大的浪涌电流尖峰。因此本设计中强制使系统工作在DCM状态下，令电感充电阶段增加的电流会在电感放电阶段全部消耗完毕。

以式（7）作为系统启动时最大占空比的限制条件，确保系统保持DCM工作状态而不会进入CCM状态下工作，增加的能量在本周期内全部消耗掉，因此不会出现尖峰电流。

3 自适应PFC实现方案

图2为本设计中的自适应PFC控制策略流程图。在每个采样周期获得输入电压vin和输出电压vout的采样值后，动态计算最大限定占空比的值，并更新存储。同时利用输出电压vout与预设参考量Vref得到误差信号作为受控变量进行自适应PID补偿，所得到占空比控制信号与本次采样周期初始计算的最大限定占空比进行比较后做平顶输出，此输出将为系统最终的控制量。

图2 控制策略流程图Fig.2 The control strategy flowchart

图3 抑制电流尖峰仿真结果Fig.3 The simulation results of limiting the peak current

采用Matlab/Simulink工具对所提出的自适应控制PFC进行验证，仿真结果如图3所示。图3a是在设定的极限占空比的基础上增加1LSB的占空比容限得到的仿真结果。从图中可以看出，这导致系统中产生15～20A的尖峰过冲，并且在高输入电压的情况下，尖峰情况会变得更坏。图3b是采用所提出控制策略的仿真结果，启动尖峰电流得到了极大抑制，同时对启动时间并没有很大影响。

4 实验结果分析

本文所设计的基于DCM工作模式的数字PFC控制器芯片目前正通过 Chartered公司的0.18μm CMOS工艺进行流片验证，核心电路版如图4a所示，大小约为700μm×500μm。系统性能首先通过FPGA进行验证，验证系统如图4b所示。

图4 所设计的数字PFC结构图Fig.4 The structure of the proposed PFC

PFC系统的设计指标为：输入电压Vin,max=AC110～230V，输出电压Vout=400V，最大输出功率Pout,max=140W，开关频率fs=100kHz，功率拓扑中储能电感及电容分别为220μH和100μF。ADC选用了AD7825芯片的高7bits，9bits的数字脉宽调制电路[21]和所提出的控制算法用Verilog编程后下载到FPGA中验证，选用的FPGA板的核心芯片为Cyclone.II系列的EP2C8Q208C8N。

PFC系统的输出电压和输入电压分别通过采样电阻网络分压后送入两个A-D转换器转换成数字信号，转换后的数字信号送入FPGA中依次交由算法模块和数字脉宽调制模块处理，最终得到占空比信号控制功率级开关管。

图5为此数字PFC系统在不同的输入电压及输出功率下的PF值测试数据统计曲线。由图可见，当输出功率大于40W以后，PF值高于0.9，且随着输入电压加大，PF值逐渐增大并接近1，最大值出现在输入电压AC120V、输出功率140W的时候，为0.9958，满足各个标准中对PF值的规定。而在轻载时（本系统中＜40W），电压和电流的波动范围均减小，但A-D转换器的量化范围及精度保持不变，因此对此时电压和电流波动的敏感度降低，较难拟合出好的曲线。

图5 PF值测试数据统计图Fig.5 The graph of PF value

图6为系统效率测试数据的统计曲线，由于在这个最大输出功率高达140W的系统中，FPGA的功耗相对来说很小，因此在测试中忽略了FPGA的功耗，系统的最大效率为95.68%。

图7～图9是PFC系统测试图，图中从上到下分别表示占空比波形（10V/格），输出电压Vout的波形（2V/格，×100衰减系数），输入电压Vin的波形（200mV/格，×100衰减系数）和输入电流的波形（2A/格）。

图7为输入电压AC130V、输出功率120W的条件下系统启动时的波形。系统在160ms（约8个工频周期）以内启动完成，无电压超调及浪涌电流。

图7 Vin=AC130V，Pout=120W时系统启动波形Fig.7 The startup waveforms when Vin=AC130V andPout=120W

图8 当Vin=AC130V时的系统瞬态响应过程Fig.8 The dynamic response process when Vin=AC130V

图9 当Vin=AC230V时的系统瞬态响应过程Fig.9 The dynamic response process when Vin=AC230V

下表是本系统与Cirrus Logic公司的CS1601芯片产品之间，在输出功率切换时的瞬态响应数据对比。在选取的3组对比数据中，本设计的PFC系统只在Vin=AC130V时响应时间和过冲电压值稍逊于CS1601。而在其他两个输入电压下，瞬态响应性能都要优于CS1601。

图8和图9分别为输入电压Vin=AC130V和AC230V时，输出功率Pout在20W和120W之间切换的瞬态响应波形。可以看出在同样的切换条件下，输入电压较低的时候瞬态响应时间较长，且电压过/欠冲值较大。

表 输出功率变化时的瞬态响应Tab. Dynamic response with output power changing

5 结论

本文完成一款具有快速动态响应的单相Boost型PFC数字控制芯片的设计，主要解决两个方面的问题：首先对输入电流进行校正，使其变为与输入电网电压同相位的正弦波，得到全载下的高功率因数；并在此基础上提高系统动态性能，通过分段自适应控制以及基于模式控制的启动策略，使得系统具有快速动态响应以及低的启动电流尖峰。通过FPGA进行实物验证的测试结果表明所设计的系统达到了设计指标。

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