反激式变换器拓扑的LED电源设计

陈 洋，段哲民，郭 龙

（西北工业大学 电子信息学院，陕西 西安 710129）

当前全球能源短缺的忧虑再度升高的背景下，节约能源是我们未来面临的重要的问题，在照明领域，LED发光产品的应用正吸引着世人的目光，LED作为一种新型的绿色光源产品，具有体积小、节能、寿命长、高亮度环保等特点[1]，所以必然是未来发展的趋势，二十一世纪将进入以LED为代表的新型照明光源时代。

目前LED驱动电路主要有线性稳压源、开关稳压源、开关恒流源等。本文设计的LED电源是由反激式变换器拓扑而成的开关电源。

1 单端反激式变换器

所谓单端反激式（Flyback）变换器其实就是“基于变压器的非隔离buck-boost变换器”，它使用耦合电感（也就是变压器）来代替常用的单电感的buck-boost电路，这个耦合电感不但能像所有电感一样储存电磁能量，而且能像变压器一样提供电网隔离，其“匝比”决定了变压器的恒比降压转换功能。下面对反激式变换器工作原理进行简单的介绍。

Flyback（单端反激）变换器原理图如图1所示。在工作过程中，变压器起了储能电感的作用，实际上是耦合电感，用普通导磁材料作铁芯时，铁芯必须留有气隙，保证在最大负载电流时铁芯不会饱和。Flyback（单端反激）变换器由于电路简单，所用器件少，适于多路输出场合应用。

图1 Flyback（单端反激）变换器原理图Fig.1 Flyback （single-ended flyback） converter schematics

Flyback（单端反激）变换器有连续导通模式（CCM）和断续导通模式（DCM）两种工作方式。Flyback变换器是耦合电感，对原边绕组的自感来讲，它的电流不可能连续，因为功率晶体管断开后电流必然为零，这时必然在次级绕组的自感中引起电流，故对Flyback变换器来讲，电流连续是指变压器两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零，与此相反即为电流断续。

当晶体管Q导通时，输入电压加到变压器的初级绕组两端，由于变压器对应的极性，次级绕组下正上负，二极管截止，次级绕组中没有电流流过，负载电流由滤波电容提供。此时只有变压器原边绕组工作，变压器相当于一个电感。

当晶体管Q截止时，原边绕组开路，次级绕组的电压极性上正下负，二极管D导通，导通期间储存在变压器中的能量通过二极管向负载释放，同时向电容充电。此时变压器只有副边绕组工作。

单端反激式变换器就是通过控制晶体管的导通的时间来维持负载上的稳定电压的。

2 电路设计

设计LED电源的主要指标有：1）输入电压为85～265 V；2）输出电压为12 V（误差不超过5%），输出电流为 350 mA（误差不超过5%）；3）电源效率为84%左右。根据要求设计出的电路图如图2所示。

2.1 主电路设计

此电源主电路为反激式变换器。

在输入端串联的电阻 RF1是限流电阻。 由 C1，C2，L1，L2组成的EMI滤波器连接于桥式整流电路之后，用于滤除电网干扰，并且抑制设备对电网的干扰[2]。C5连接在高压和地之间，用于滤除高频变压器和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为“Y电容”。C1和C5都被称为安全电容，但是C1用于滤除电网中的串模干扰，在国际标准中被称为“X电容”[3]。

VR1与D5组成钳位电路。在MOSFET导通时，初级线圈电压上正下负，使得D5截止，此时钳位电路不起作用，而在MOSFET有导通到截止的时刻，由高频变压器的漏感产生的尖峰电压会叠加在直流高压和感应电压上，叠加的电压很容易损坏MOSFET，此时钳位电路就可以抑制此尖峰电压，保护开关管。

2.2 输出电路设计

此电路在整流二极管D7两端并联R4和C6以滤除电磁干扰，后面又使用L3和C8、C9组成的π型滤波电路进一步平缓输出电压。

2.3 反馈控制电路设计

反馈控制电路由光耦LTV817、TL431、控制芯片TOP252PN，以及若干电容和电阻构成。

其中U3是TI公司生产的可调试精密并联稳压器TL431，它通过调节电阻R7与的R8阻值来调节输出电压的稳压值。C10是TL431的频率补偿电容，可以用来提高TL431的瞬态频率响应。

U2是线性光耦合器LTV817，其电流传输比范围为80%～160%，能够较好的满足反馈回路的设计要求。反馈线圈上产生的电压经D6、C7整流滤波，得到非隔离式+12 V电压，为LTV817供电。LTV817是通过将输出端电流送至TOP252PN的控制端来调节占空比的[4]。

C4为控制端为控制端旁路电容，他能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当C4=47 μF时，自动重启频率为1.2 Hz，即每隔0.83 s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作。

R5为LTV817中LED的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外，他对控制回路的增益也具有重要影响。

反馈控制电路的工作原理如下：

当输出电压VO发生波动且变化量为ΔVO时，通过取样电阻R7和R8分压后，就使T L431的输出电压VK也产生相应的变化，进而使LTV817中LED的工作电流IF改变，最后通过控制端流IC的变化两来调节占空比D，使VO产生相反的变化，从而抵消ΔUO的波动。上述稳压过程可归纳为:VO↑→VK↓→IF↑→IC↑→D↓→VO↓→ 最终使VO不变。

2.4 变压器设计

高频变压器的设计整个电源设计的关键，不论电感、匝数、线径、气隙等参数哪一个有了微弱的变化，都会引起变压器性能的大幅度改变。

1）磁芯的选择

此设计中磁芯选择为EE16，其磁芯长度A=16 mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积Ae=0.192cm2，有效磁路长度Le=3.50 cm，磁芯等效电感AL=1 140 nH/匝2，骨架宽度b=8.50 mm[5]。

2）确定 VOR和 VR1

电路中输入电压为85～265 V，所以其加在变换器上的整流直流电压最大为：

由于TOP252PN承受电压约为700 V，留出100 V的裕量所以对于稳压管VR1应有：

故VR1可选用180 V的稳压管。

一般情况下，VR1/VOR=1.4[6]为最优比（此时钳位消耗曲线下降明显）固有：

3）最大占空比Dmax

反激式变换器的占空比计算公式如下（这里将MOSFET的漏-源导通电压 VDS（ON）记为 10 V）：

4）初级线圈的电流

5）初级线圈的电感LP

式中频率f=50 kHz。

6）初级线圈匝数

式中AL为磁芯EE16的磁芯等效电感，且有AL=1140 nH/匝2。

7）次级线圈匝数参数计算好后，根据安全系数和输入输出关系对参数进行调整，初级线圈调整为84匝，次级线圈9匝。

最后设计出的变压器电特性如图3，其中Pri=初级线圈，Psh-1=初级屏蔽线圈1，Psh-2=初级屏蔽线圈2，T.I.W.=三层绝缘线。

图3 变压器电特性图Fig.3 Electrical diagram of transformer

根据变压器电特性图设计出的变压器的绕制结构图如图4所示。其中实心圈“●”表示线圈绕制的起始位置，1，2--NC为屏蔽线圈，4--5为偏置线圈，1，2--3为初级线圈，6--7为次级线圈。

图4 变压器的绕制结构图Fig.4 Mechanical diagram of transformer

3 实验数据

根据上述设计参数焊接了实验板，并且在85～265 V的交流电压范围内对输出电压和电流进行测试，结果如表1所示，输出电压VO和输出电流IO误差范围均在2%内，符合误差在5%以内的要求。

表1 实验结果Tab.1 Test results of LED power circuit

4 结束语

本文通过设计一台输出电压为12 V，输出电流为350 mA的LED电源，介绍了反激式变换器拓扑成LED电源的方法。文中首先介绍了反激式变换器的工作原理，之后给出了具体的电源电路并且对每个元件的作用进行了说明，特别是对变压器的制作进行了详细的计算。在最后实验结果中，输出电压与电流的误差范围均在2%以内，设计达到了要求。

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