应用于DTMB系统的信道估计及均衡改进算法

黄华松，王长龙，常 林，曹 文

（1.深圳数字电视国家工程实验室，广东 深圳 518057；2.深圳市国微电子有限公司，广东 深圳 518057）

为了促进数字电视的推广普及，世界各国政府和科研机构都积极研究和制定数字电视广播传输标准。这些标准主要包括卫星传输、有线传输以及地面无线传输三种传输方式，其中以地面数字电视传输标准备受关注。几乎所有国家均将地面数字电视作为公益事业，和地面模拟电视一样均采用免费收看模式，无论有线、卫星是否覆盖，地面数字电视是一种必备的手段。经过多年坚持不懈的研究和发展，世界各国在地面数字电视广播技术领域取得了很多成果，目前已经提出的欧洲的DVB-T、美国的ATSC、日本的ISDB-T、中国的DTMB这4个地面数字电视标准，并且都达到实用阶段。

针对中国的DTMB系统而言，如何提高和改善信道估计算法的精度，以及信道均衡技术，已成为制约其接收性能的主要因素之一。

中国的DTMB系统采用两种载波模式，同时融合了多载波和单载波传输技术，它的数据帧均由帧头以及帧体两部分组成，可分成3种组合方式，其中一种组合包括420个符号的帧头以及3 780个符号的帧体，此组合为PN420组合，另外两种模式的帧头符号不相同，分别为PN595组合（单载波）和PN945组合（多载波）。

传统的信道估计的方法主要分为两种[1-2]：

1）对接收到的数据（帧头数据）以及本地数据（本地已知的PN码）做快速傅里叶变换（FFT），然后对应点相除，再对商做快速傅里叶反变换（IFFT），得到信道估计的冲激响应值，简称频域法。

2）对接收到的数据（帧头数据）以及本地数据（本地已知的PN码）做循环相关，消除循环头带来的干扰径（只有多载波模式下的两种帧头模式存在这种干扰，单载波模式下不存在该项干扰），得到信道估计的冲激响应值，简称时域法。

但是无论哪种方法得到信道估计的冲激响应值，都无法避免含有噪声干扰，使得后面信道均衡效果变差。本文介绍了一种基于冲激响应滤波的信道估计及均衡改进算法，在频域法的基础之上，通过设计和优化算法，提高了信道估计和信道均衡的性能，从而提高接收机的接收性能。

1 DTMB信道时域冲激响应滤波方法

DTMB系统的内接收机结构如图1所示。

图1 DTMB系统的内接收机结构框图

DTMB系统的内接收机分为两个模块：1）定时同步与载波同步；2）信道估计与均衡。此处定义射频端接收到的信号用Rx(t)表示，即

式中：data(t)表示发射端发射的DTMB的连续帧数据；n(t)表示高斯白噪声信号；⊗表示卷积运算；h(t)表示传输空间的多径干扰。假设其是一个广义平稳非相关散射下的多径时变信道，信道冲激响应可表示为

式中：hi为第i条路径的复数增益；τi为第i条路径的延时；N是总路径数，各条路径之间互不相关。

定时同步与载波同步模块消除了由晶振频率的偏差以及收发系统的采样率带来的偏差，并指示出数据中的帧起始位置。本文把消除上述偏差之后的数据用离散序列Rx(n)表示，即

式中：n表示采样点，有n=k∈ Ts，k∈ (0,∞)；Ts表示单倍采样周期，在本文中采用1/Ts=30.24MHz。

信道估计与均衡模块主要功能是从同步模块的输出信号Rx(n)中恢复出data(n)，具体步骤如下：

1）根据同步模块[3-4]指示的帧头起始信号，接收长度为l=pn_l+h_l的数据。并根据帧序号产生本地Pn。其中，pn_l为Pn的长度。针对不同的帧头模式，其大小不一样。对帧头模式一来讲，pn_l=420；对帧头模式二来讲，pn_l=595；对帧头模式三来讲，pn_l=945；h_l为信道冲激响应的长度，在此设置为 pn_l+300。如果按此设置，可知本文信道估计的最长延时为t=h_l×Ts=h_l×Fs。

2）首先将接收到的帧头数据填充0，使得其长度为N ，有N＞pn_l+h_l，用Rxpn(n)表示。

3）同样，将本地产生的Pn填充0，使得其长度为N ，用lcpn(n)表示。

4）分别对第2）、第3）步的数据计算N点FFT，分别得到频域上的数据，如式（4）、式（5）所示。在本文中，为电路实现方便，取N=3 780。

5）计算信道冲激响应的频域响应，即

如果 pF的3 780个点中含有0值时，则在对应点上设置HF=DF。

6）将第5）步得到的信道冲激响应的频域响应转换成时域冲激响应，即

7）对第6）步中得到的时域冲激响应值根据不同情况进行滤波，为和均衡时的方法区分，该滤波的方法可以称为时域滤波。将经过滤波后的数据记为hf(n)。

8）对接收到的数据进行循环重构。循环重构分为数据帧体和帧头重构，重构的方法如图2所示，重构后的数据用dm(n)表示。

对于图2中帧头尾1的计算方法如下：

首先，计算第i帧帧头序列（本地PN序列） ph(n)。

其次，计算第i帧帧头经过信道hf(n)后的帧头对帧体的干扰1，记为c(n)，如

式中：hf_l为hf(n)的长度。

假设接收的第i+1帧帧头数据记为Rxpn(n)，对于图2中数据尾2（用data_suf(n)表示）计算方法如

9）对循环重构后的数据进行均衡，用equ(n)表示

式中：Hf_ave为频域滤波后的数据，为前后相连两帧估计得到的Hf=FFT(hf(n))的平均值。

在上述步骤中，最为重要的部分就在于第7）步信道估计的时域滤波这个过程，现将整个过程描述如下：

1）通过第6）步，计算信道估计值h(n)，找出能量最强的6根径h(pi)，按能量从大到小排序，得到当前帧的能量径函数，并获得所述能量径对应位置的位置函数。

在h(n)中找到最强径并排序，如

2）连续接收三帧估计值，根据位置函数以及粗估计函数计算当前帧的方差和，区分信道特征，即区分传输信道的动静态特性，方法如下：

（1）当前帧的粗估计函数在位置函数对应位置的值与前一帧的估计函数在相同位置的值的差的平方；当前帧统计位置函数所有位置的平方，并与前一帧的统计值相加，得到当前帧的方差和，用V ari表示。

式中：h0，h-1，h-2分别表示当前帧、上一帧、上上帧的信道估计冲激响应；p0i，p-1i表示当前帧和上一帧信道冲激响应值最强6根径的位置。

（2）将方差和与当前帧的最强能量径的8倍进行判断，若连续16帧的方差和均大于其对应的当前帧的最强能量径的8倍，即V ari＞8×(h0(p0i))2，则判断动静态信道类型为动态信道（ChDplFlg=1），否则判断动静态信道类型为静态信道（ChDplFlg=0）。

3）当信道类型为静态信道时，区分类高斯信道及普通多径信道。类高斯信道主要包括高斯信道和莱斯信道，这类信道的主要特点是信道能量主要集中一根径。这样在做FFT时则需要更多的位宽，需要FFT电路逻辑资源比较多。解决方法是遇到类高斯信道时则将输入信号的能量降低0.8倍或者将输入信号进行相位旋转使得h(p0)=hi(p0)+i×hq(p0)的 复 分 量 能 量 相 等（ ||hi(p0)= ||hq(p0)）即可。判断方法如下，当下面的表达式满足时则为类高斯信道

4）判断两条强径0 dB信道（FlgTwoPath=1）和普通长时延多径信道（FlgTwoPath=0）。这两种信道频域均衡影响很大，在反复计算FFT时，会带来很多的计算误差和信道误差。

判断方法如下：

计算{ pi}中的最大值以及最小值，记为 pi_max，pi_min。

当 pi_max-pi_min≥220 且 |h(pi_max) |＜0.5× | h(p0)|时，信道道类型为普通长时延多径信道。

当 pi_max-pi_min≥220且 | h(pi_max)|≥0.5×| h (p0)|且 pi_max≠ p0时，信道类型为普通两强径0 dB信道。

否则，为普通多径信道。

5）计算信道噪声。连续接收3帧估计值h0，h-1，h-2，并按照动静态信道类型对其求平均，即

计算信道噪声方法如下

6）设置时域冲激响应的第一级滤波处理。

设置一级滤波器的噪声门限noi_th，如下式所示

对have(n)进行滤波得到hf1(n)，如

7）设置时域冲激响应的第二级滤波处理。

设置第二级滤波的噪声门限noi2_th，如

在hf1(n)中不为0的位置（即 ||hf1(pos)≠ 0）左右开窗，开窗大小为左右6根径，即

第6）步、第7）步滤波示意图如图3所示。

8）根据动静态性能进行多径同步以及频域滤波。

由于动态信道的首径很难跟踪，从而使得均衡接收到的帧头可能会发生偏移，最终导致信道冲激响应的首径可能会发生偏移。主要的解决方法是统计帧长是否为标准帧长，如果连续多帧发生偏移则确认本次偏移。频域滤波方法即采用前后两帧的信道估计的频域响应的平均值。

2 算法的实现以及实验结果

根据上文的信道估计及均衡以及信道冲激滤波的方法，本文设计一次迭代的算法，算法流程如图4所示。

依照上文设计的算法，信道估计及均衡的性能得到了很大的提升，图5是在多载波PN420的帧头模式下的性能仿真结果。

选取表1中DTMB系统常用的4种多载波工作模式，并对使用该算法的FPGA验证平台进行接收性能的评估。

表1 DTMB系统常用的4种多载波工作模式

测试结果如表2所示。

相同工作模式下，中国地面数字电视接收性能指标要求[5-6]如表3所示。

表2 该算法在FPGA验证平台上的测试结果

表3 中国地面数字电视接收性能指标

对比表2与表3的结果，可以清楚地看到使用该算法的接收机的接收性能在不同信道中的表现已经超过越了中国地面数字电视接收标准所要求的指标，进一步提高了DTMB接收机的接收性能。

在实验室所使用的测量方法严格依照工业及信息化部颁布的《地面数字电视接收器测量方法》[7]、《地面数字电视接收机测量方法》[8]执行。

3 小结

从实验室测试结果来看，该算法极大地提高了性能，已经超越了现有的中国地面数字电视接收标准要求。另外，从电路设计角度来看，本算法模块化比较明显，可以极大地利用和共用各种资源。从FPGA综合结果来看，信道估计及均衡总共使用了150万门电路，其中FFT模块占用了大约60万门，除法器占用了大概12万门，RAM大约占用了大约60万门，这在市场上也是极具挑战性和极强竞争力的。

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[1]YANG Fang，WANG Jintao，WANG Jun，et al.Channel estimation for the Chinese DTTB system based on a novel iterative PN sequence reconstruction[C]//Proc.IEEE International Conference on Communi⁃cations Workshops.Beijing：IEEE Press，2008：285-289.

[2]赵小祥.多载波数字电视广播系统中的同步和信道估计算法研究及实现[D].杭州：浙江大学，2007.

[3]赵修齐.中国地面数字电视多载波模式（DMB-T）同步技术研究[D].成都：电子科技大学，2008.

[4]GB20600—2006，数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制[S].2006.

[5]GB/T 26683—2011，地面数字电视接收器通用规范[S].2011.

[6]GB/T 26686—2011，地面数字电视接收机通用规范[S].2011.

[7]GB/T 26684—2011，地面数字电视接收器测量方法[S].2011.

[8]GB/T 26685—2011，地面数字电视接收机测量方法[S].2011.