一种新型宽频带全向天线的设计

张运启， 王 亮， 栗 曦， 杨 林， 龚书喜

(西安电子科技大学 天线与微波技术重点实验室，陕西 西安 710071)

印制偶极子天线相比于传统全向天线，具有低剖面、易加工、成本低、能与有源器件集成等优点，可以应用于点对点通讯、广播、数据传输、组建无线扩频网络等领域[1]．随着电子技术和通讯产业的飞速发展，对全向天线的要求越来越高，印制偶极子天线作为全向辐射天线，已经成为天线科学的一个重要研究方向．

早期的全向天线的带宽较窄，这限制了天线在宽频带情况下的应用[2]．展宽天线带宽成为天线中重要的研究内容．目前常用的展宽微带贴片带宽的方法有：加厚介质基板或是厚空气介质，采用小介电常数εr或大 tanδ的基板；电容馈电(阻抗匹配)，采用锲形或梯形基板、多层结构；使用电阻加载等[3-4]．但在工程应用中，有一些技术的实现难度大，天线结构过于复杂，比如采用多层结构时，天线厚度增加，加工难度大；使用加载电阻，会使天线的损耗增加，抗震能力下降．

笔者提出了一种新型的、结构简单的印制偶极子天线．当印制偶极子天线印制在基板的同一面时适合采用共面带线(CPS)馈电；如果印制在基片的两面时，则应用平行双导线馈电．笔者设计的天线通过平行耦合双线对印制在介质基板两侧的两个辐射单元进行馈电，宽偶极子可以减缓偶极子阻抗随频率的变化，增加带宽．

1 印制偶极子单元的设计

印制偶极子天线主要有两种形式：第1种结构是偶极子的两个振子臂均印制在介质基板的同一面，然后用类平行耦合线分别与两个振子臂相连接．这种偶极子的方向图与普通对称振子的相同，只是交叉极化比较严重，并且类平行耦合线与馈电同轴线之间要用巴伦来实现从非平衡结构到平衡结构的转换[5]．第2种结构是将印制偶极子的两个振子臂分别印制在介质基板的上下两面，然后用平行耦合线与两振子臂将介质基板上下两层相连．这种设计的交叉极化较低，而且馈电结构更为简单．

展宽印制偶极子天线的带宽主要方法有：利用振子臂的渐变形式来减小振子臂的阻抗变化；采用寄生单元与偶极子的互耦来改善天线的阻抗特性；通过宽频带的馈电结构来实现宽带特性；还有在介质基板两面印制偶极子的方法来展宽带宽[6-7]．

图1 双偶极子型振子

1.1 双偶极子型振子的设计

双偶极子型振子印制在介质基板的上下两面，如图1所示，振子的振子臂由介质基板两侧的金属片构成，上下两层的金属片通过金属化的通孔连接．振子臂中间连接的两条金属带构成平行宽边耦合线，与左右两个振子臂相连构成平衡的馈电端口．当上下两层的馈电连接方式相反时，振子有180°的相位差．

双偶极子型振子带宽展宽的原理可以看做是将振子臂加粗，从而带宽变宽．也可将上下两层的振子臂看做是寄生结构，两层的振子臂互相耦合，从而展宽了带宽．

偶极子的主要参数是振子臂的长度和宽度，而对其他的尺寸(例如振子臂之间的距离)没有严格的要求．一般情况下，振子臂的宽度越宽，天线的带宽越宽．天线的工作频段主要由振子臂的长度决定．笔者设计的振子臂总长度近似为自由空间工作频率对应波长的 1/2，在设计中振子臂的长度要比自由空间波长的 1/2 略短，一般乘以一个大小为0.8的因子．介质对天线性能也有很大影响．介质越厚，天线工作频带越宽．但是介质越厚，平行耦合线的宽度越宽，所以介质厚度不宜过厚[8-9]．

图2 平行耦合线阻抗计算

1.2 平行耦合线馈电

对辐射单元进行馈电的是平行耦合线，特性阻抗Z0可以由宽度相等、介质厚度减半的微带线的特性阻抗来等效求得．平行耦合线的电磁场如图2所示．上下两层金属带线上的电流相差180°，方向相反；馈线工作在奇模状态，中间的对称平面看做电壁．设微带线与地板之间的电压值为U，电流为I，则微带线的特性阻抗定义为Zc=U/I．对平行耦合线，上下两带条之间的电压为2U，电流仍为I，于是推出平行耦合线的特性阻抗Z0= 2U/I= 2Zc．类似微带线，介质基板的厚度越厚，具有相同阻抗的平行耦合线就越宽．笔者设计的天线主要应用于无线通信，所以要求天线不能太大，介质基板厚度不宜太厚．

1.3 印制偶极子单元的仿真

仿真印制偶极子天线单元如图1所示．设计天线的工作中心频率是3.3 GHz，介质基板的介电常数为2.55，厚度为 1.5 mm．天线尺寸：振子臂长为 19 mm ，宽为 3 mm ，耦合线宽为 1.5 mm．仿真驻波比如图3所示．可以看出单元驻波比小于2时，在 3.1～ 3.56 GHz 范围内，相对带宽较窄．方向图如图4所示，天线仿真最高增益为 3 dBi，不圆度最大为 1.5 dB，方向图没有裂瓣．

图3 印制偶极子单元的仿真驻波比图4 印制偶极子单元3.3GHz的仿真方向图

2 宽带印制偶极子的设计

印制偶极子天线的驻波比带宽(驻波比小于2)通常只有10%左右．为了展宽天线的工作带宽，采用宽偶极子和宽带的馈电巴伦结构，如图5所示．介质基板的尺寸是x1×y1×h= 16 mm× 90 mm× 1.5 mm，印制偶极子尺寸是dw×dl= 4 mm×19 mm．宽带巴伦分为3级，采用平行耦合线向微带线过渡，与振子相连的平行耦合线宽度sw4=1 mm，馈电的位置sl4=60 mm；中间一级加粗，sw2=1.5 mm，sl2=35 mm；最下面一级微带线宽度sw3=4 mm，长度sl3=20 mm．

图5 宽带印制偶极子

在馈电巴伦中间一级加载单支节对天线的阻抗进行匹配．单支节的宽度sl1=0.8 mm，加载位置在天线底部 24 mm 处．在印制偶极子的振子臂上加载金属化的通孔，这样可以使天线方向图的不圆度降低，改善天线的性能．

天线的仿真驻波比如图6所示．可以看出，加载宽带巴伦的印制偶极子天线驻波比在 2.57～ 3.97 GHz 频带内都在2以下，相对带宽为42%;而没有加载宽带巴伦结构的天线驻波比在2以下的相对带宽只有15%左右．可见宽带巴伦能很好地调节天线的驻波带宽．

图6 天线仿真驻波比图7 天线仿真方向图

天线仿真中心频率方向图如图7所示，天线在驻波比小于2 的频带内方向图没有裂瓣，仿真增益为 2.1～ 3.8 dBi，全向不圆度在 3 dB 以下．

3 天线实测结果

对图8所示天线进行了测量，实测天线电压驻波比在 2.6～ 4.1 GHz 频带小于2，相对带宽为44.7%．天线在高频端的电压驻波比较仿真结果有 100 MHz 的展宽，在频带内电压驻波比也较仿真结果更好，在 2.7～ 3.95 GHz 频带内小于1.5，如图9所示．

图8 天线实物图9 天线实测驻波比

天线实测方向图如图10所示，在电压驻波比小于2的频带内，方向图没有出现分裂，全向面不圆度小于 3 dB．随着频率增高，天线方向图会上翘．天线全向面实测增益为 1.8～ 3.5 dBi．全向面不圆度在频带内如表1所示．

图10 天线实测方向图

f/GHz2.62.93.23.53.84.1不圆度/dB1.11.61.92.02.32.7

4 结 束 语

笔者设计了一种新型宽带印制偶极子天线，利用宽带巴伦展宽了天线的驻波比．加工了天线实物并进行了测量，实测驻波比在 2.6～ 4.1 GHz 频带内小于2，天线方向图在 2.5～ 3.9 GHz 频带内全向面不圆度小于 3 dB，天线实测增益为 1.8～ 3.5 dBi．笔者设计的全向天线结构简单，易于加工和安装，在无线通信中有着广泛的应用．

[1] 蒋芹, 洪伟. 一种新型宽带印制天线 [J]. 微波学报, 2001, 17(3): 17-23.

Jiang Qin, Hong Wei. A New Type of Broadband Printed Antenna[J]. Journal of Microwaves, 2001, 17(3): 17-23.

[2] Herscovici N, Sipus Z, Kildal P S, The Cylinderiacal Omnidirectional Patch Antenna [J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2001, 49(12): 1746-1753.

[3] Ma T G, Jeng S K. A Novel Compact Ultra-wideband Printed Dipole Antenna with Tapered Slot Feed [C]//IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium. Piscataway: IEEE, 2003: 608-611.

[4] Wu C K, Wong K L. Broadband Microstrip Antenna with Directly Coupled and Gap-coupled Parasitic Patches [J]. Microwave and Optical Technology Letters, 1999, 22(5): 348-349.

[5] Kim J, Kim J M, Yoon Y J. Wideband Printed Fat Dipole fed by Tapered Microstrip Balun [C]//IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium. Piscataway: IEEE, 2003: 32-35.

[6] Zhou Z, Yang S, Nie Z P. A Novel Broadband Printed Dipole Antenna with Low Cross-polarization [J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2007, 55(11Ⅰ): 3091-3093.

[7] Thirakoune S, Petosa A, Ittipiboon A, et al, Broadband Printed Dipole Antennas [C]//IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium. Piscataway: IEEE, 2002: 52-55.

[8] Wong K L, Hsiao F R, Chiou T W. Omnidirectional Planner Dipole Array Antenna [J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2004, 52(2): 624-628.

[9] Jayakumar I, Garg R, Sarap B K, et al. A Conformal Cylindrical Array for Producing Omnidirectional Radiation Pattern [J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 1974, 34(10): 1258-1261.