三电平NPC型逆变器中点电位稳压器的设计

张珍珍，许春雨

（太原理工大学电气与动力工程学院，山西太原030024）

三电平NPC型逆变器中点电位稳压器的设计

张珍珍，许春雨

（太原理工大学电气与动力工程学院，山西太原030024）

研究了基于载波并结合一个闭环控制器控制的三相三电平NPC型逆变器（又称二极管钳位型逆变器），中点电位稳压器的设计和仿真。利用一种连续可变的偏移电压可以调节直流母线上的中点电位，修正直流侧存在的中点电位波动。该稳压器从直流侧和交流侧两个方面考虑，均引入PI调节器，并结合偏移电压模块来达到控制中点电位（NPP）的目的。对此方法进行了Matlab/Simulink仿真，仿真结果验证了中点电位波动在一定程度上得到了有效的控制。

三电平逆变器；中点电位；稳压器；仿真；二极管钳位

1 引言

与传统的两电平逆变器相比，三电平逆变器有很多优点，例如谐波含量少，开关器件上的电压应力降低，在较低开关频率下可得到较好的正弦输出波形，以及效率高等优点，目前已被应用在一些中高压大功率场所中，例如无功功率补偿，船用传动，轧钢机以及其他变速驱动器中。在一些调速驱动系统和其他应用中，有些厂家已经开始将三电平二极管钳位型（又称NPC型）逆变器商业化，但是它存在一个固有问题，即直流侧两个分压电容上的电压大小不等而造成的中点电位不平衡，这是由多种原因造成的。

本文针对三电平二极管钳位型逆变器中点电位不平衡这个问题，分析了NPP不平衡所带来的影响，研究了一种基于SPWM控制的稳压器的设计，进行了Matlab/Simulink仿真，仿真结果说明了此设计方案的可行性。

2 两类中点电位控制策略比较

目前控制中点电位平衡的技术可以分为以下两类：1）修改硬件电路或者增加额外的硬件电路［1-2］，这需要额外的电感、电容和开关元件来控制直流母线侧两个分压电容上的充电和放电电流的变化率，由于此技术花费较大，目前一般不采用硬件电路技术来控制中点电位平衡；2）基于正弦脉宽调制（SPWM）或空间矢量控制策略（SVPWM）的修改［1-2］。关于这两种调制策略的几种中点电位控制技术已经被广泛提出来了。

以上提到的两种控制技术都是在尝试开通或关闭相应的器件来调整直流侧两个分压电容的充放电，使得电容电压尽可能达到平衡。

在SVPWM控制技术中，逆变器的冗余开关状态被用来控制中点电位，而中点电位和逆变器开关状态之间的关系很复杂，因此准确基于冗余开关状态的选择来平衡中点电位是很困难的［1］。在一些控制方案中，需要知道负载功率因数角的大小和瞬时功率流的方向，而它们在瞬态条件下是难以确定的［1］。

在文献［1，3-4］中提出的控制NPP的零序电压解析算法，有很多的零序电压表达式，其推导过程相当复杂。零序电压与空间矢量调制中的开关状态存在紧密联系，因此零序电压注入法可以被应用到空间矢量调制中。然而这些控制策略仅关注输出电压波形的合成，并且需要一个算法来调节三电平输出电压间直流母线上的功率平衡，它们会使逆变器的中点存在一个明显的3次谐波，这将导致逆变器的直流侧所需的电容容量有所增加。

零序电压解析算法也适用于基于载波调制的技术中。各种基于载波的PWM技术，例如开关频率恒定PWM技术、开关频率可变PWM技术以及移相PWM技术，都可以使谐波总畸变率最小化，并且提高输出电压［5］。值得注意的是，现场可编程门阵列（FPGA）已被用于三相阻感性负载的实验中，并已验证［6］。

综合以上考虑，本文研究了基于SPWM控制并结合一个闭环控制器控制的三相三电平二极管钳位型逆变器的中点电位稳压器的设计和仿真。采用一种连续可变的偏移电压调节直流母线上的中点电位，修正直流侧存在的不平衡。这种可变偏移电压不仅调节了中点电位，而且减少了逆变器输出电压、电流谐波。与基于SVPWM控制相关的技术相比，没有任何复杂的数学表达式，而是通过适当的修改调制信号来控制中点电位的波动。

3 中点电位不平衡的影响

图1所示为三电平二极管钳位型逆变器的拓扑结构图。表1给出了三电平二极管钳位型逆变器开关状态与输出电压的关系（以U相为例）。表中“1”代表开关器件导通，“0”代表开关器件关断。

图1 三电平二极管钳位型逆变器主电路拓扑结构Fig.1 Three-level diode clamped inverter main circuit topology

表1 三电平逆变器开关状态Tab.1 Switching states of three-level diode-clamped inverter

图2为在直流侧2个分压电容的电压值不等（Vdc1=200 V，Vdc2=400 V）时的相电压和线电压PWM波形和谐波含量频谱图。在这个条件下谐波总畸变率较大，它们对于驱动器和一些其他应用场所来说是很危险的。

图2 直流侧电容电压不等时相电压和线电压Fig.2 Phase voltage and line voltage with large imbalance at DC link

表2给出了在总的直流电压为600 V，且中点电位不平衡时线电压的谐波总畸变率（ΤHD）通过刻意使直流侧2个分压电容上的电压值不等，可以看到逆变器输出线电压的ΤHD只有在2个分压电容上的电压值相等时才最小，且随着中点电位不平衡趋势的增加，线电压ΤHD也随之增加。

表2 直流母线不平衡时的总谐波畸变率（Vdc=600 V）Tab.2 Effects of dc-link imbalance on THD（Vdc=600 V）

4 中点电位稳压器研究

4.1 中点电位稳压器的设计

三相三电平二极管钳位型逆变器的控制策略主要关注的问题如下［2］：1）确保直流侧2个分压电容的电压平衡；2）使逆变器的电压和电流谐波含量最小；3）确保开关器件上的应力较小，且均匀变化，从而减少开关损耗。

图3为中点电位稳压器的一个完整的方框图，推导出了它的传递函数。它包含一个直流侧电压控制回路和一个负载侧电压控制回路。需要检测三相负载电压，并将其转换为标幺值，然后通过坐标变换，将其变换为d-q坐标系下的分量。

图3 中点电位稳压器的完整方框图Fig.3 Complete block diagram of NPP regulator

坐标变换公式如下。

1）3/2变换，即三相与两相静止坐标系之间的变换，又称Clarke变换。

2）2s/2r变换，即两相静止坐标系与两相旋转坐标系之间的变换，又称Park变换。

在式（1）中Vu，Vv，Vw分别为理想的三相正弦波信号，因此将式（1）带入式（2）中，得到以下公式：

式中：θ=ωt，ω为d-q轴旋转的角频率。

而PI调节器的增益为

首先看图3中的直流环节部分，直流侧的2个分压电容上的电压值之差，用Vnp表示，即Vnp= Vdc1-Vdc2，然后将（预先给定的参考值，设为0）的差（即误差）送入PI控制器。可变偏移电压Voff频率是基频的3倍，幅值与中点电压的平均值、峰峰值、谐波总畸变率和3次谐波含量有关［4］。参考正弦调制信号减去可变偏移电压信号Voff，从而得到新的调制信号，再与高频三角载波信号相比较就得到了三电平逆变器中IGBΤs管的门极触发信号。图4为中点电位稳压器的简化方框图。从图4中可以看出，中点电位的参考信号（设为0），与实际的中点电位Vnp相比较，然后送入等效的PI控制器中。除此之外，图4还展示了各个简化模块的传递函数。

图4 中点电位稳压器的简化框图Fig.4 Simplified block diagram of NPP regulator

4.2 系统传递函数的推导

PI控制器相对于其他补偿技术，具有更好的精度。当加入积分误差补偿后，2阶系统改变为3阶系统；控制器的积分作用是阻止来自控制器的饱和电平之间不正常变化的控制信号。在一个基本周期，平均中点电流的计算公式如下：

式中：uu(t)，uv(t)，uw(t)为调制信号。

在中点电位稳压器中，将偏移电压信号Voff加入到三相调制信号中，稳压的同时也影响着中点电流，考虑其影响，平均中点电流的计算公式修改为

式中：m为调制指数；Voff为可变偏移电压信号；φ为负载功率因数角。

因此，平均中点电流是一个与调制指数，可变偏移电压，以及负载功率因数角有关的函数，可以表示为

假设中点电压和中点电流的平均值分别用Vnp和Inp表示，那么直流母线电压波动（Vnp=Vdc1-Vdc2）的动态表达式如下：

图4中的Gc模块为逆变器的传递函数，其取决于Inp，

因此，

它完整地描述了NPC（中点钳位）型逆变器的中点电位控制器的特性。

图5为包含PI控制器和逆变系统的闭环控制系统图，其中引用R（s）为中点电位所希望的值，而C（s）为中点电位的实际值［6］。

图5 中点钳位型逆变器的闭环回路方框图Fig.5 Block diagram of closed loop of NPP inverter

4.3 PI控制器的参数设计

为了优化PI控制器的参数，在时域和S域中，控制器的方程分别如下表示：

利用获得的闭环系统的特征方程来找出PI控制器的参数。所提出的的闭环中点电位稳压器的特征方程为

这是一个2阶传递函数。Kp值确定了电压响应Ki值限定了电压控制回路的阻尼因子，控制Kp值就可以控制稳压器的带宽，如果Kp值过大，使得带宽超过了3次谐波频率（150Hz），那么中点电位稳压器将能够降低3次谐波电压的纹波。

基于本研究，把阶跃响应输入到调节器的传递函数中对这个完整的控制模块进行测试。如图6所示为各种PI控制器参数下的瞬态阶跃响应，中点电位稳压器的性能指标见表3。

图6 中点电位稳压器电压回路的阶跃响应Fig.6 Step response of NPP regulator voltage loops

表3 中点电位稳压器的性能指标Tab.3 Performance indication of NPP regulator

表3中，Kpac，Kiac，Kpdc，Kidc分别为交流和直流电压控制回路中PI控制器的比例、积分常数。

5 仿真分析

建立基于载波的三相三电平二极管钳位型逆变器NPP稳压器的Matlab/Simulink仿真模型。直流侧参数为：直流电压600 V，直流电容2 200μF。三相异步电机（Y）其参数为：频率50Hz，额定功率3.7kW，功率因数0.84，开关频率2 kHz，额定线电压540 V。大量的仿真验证了各种工作条件下中点电位稳压器的性能。

直流侧2个分压电容上的电压（Vdc1和Vdc2），NPP，负载线电压，负载相电流及中点电流，在无中点电位稳压器和有稳压器控制下的波形分别如图7、图8所示。

图7 无中点电位稳压器下时波形Fig.7 Waveforms of without the NPP regulator

图8 有中点电位稳压器下时波形Fig.8 Waveforms of with the NPP regulator

在无中点电位稳压器控制下，直流侧2个分压电容电压出现了波动，NPP平均值非零，相电流波形正负幅值绝对值均接近60，中点电流在幅值为［-80，80］之间波动；在中点电位稳压器控制下，直流侧2个分压电容电压的波动幅值明显减小，相电流波形正负幅值绝对值均接近80，中点电流波动的幅值明显减小，在［-30，30］之间波动，线电压波形明显得到改善。

6 实验设计及结果

三电平二极管钳位型逆变器的硬件实验平台是在实验室进行的。实验总体设计方案如图9所示。实验平台上所用的主要器件及参数如表4所示，裕量为1.5～2倍。

试验参数：载波频率2 kHz，调制深度为0.9，输出频率为50Hz。实验波形如图10、图11所示。

实验结果分析，当加入中点电位稳压器后，线电压和相电流波形均有所改善；中点电位的波动也有所减小。

图9 实验总体设计方框图Fig.9 Block diagram of the overall design experiment

表4 主要器件及参数Tab.4 Device models and parameters

图10 无中点电位稳压器时波形Fig.10 Waveforms of without the NPP regulator

图11 有中点电位稳压器时波形Fig.11 Waveforms of with the NPP regulator

7 结论

对于三电平二极管钳位型逆变器，其直流侧中点电位不平衡这个问题，需要通过中点电位稳压器来加以控制。本文通过Matlab仿真，通过在直流侧和交流侧分别采用PI控制器，引入偏移电压信号Voff，构成了一个闭环系统，在这个闭环系统控制下，直流侧中点电位不平衡在一定程度上得到了有效控制，仿真结果验证了该方法的有效性；又以硬件电路为平台，通过软件控制来抑制中点电位波动，实验波形也验证了该方法在一定程度上有效。

［1］Song Q，Liu W，Yu Q，Xie X，et al.A Neutral Point Potential Balancing Algorithm for Three-level NPC Inverters Using Analytically Injected Zero Sequence Voltage［C］//in Proc. IEEE APEC，Feb.2003，1：228-233.

［2］Yazdani A，Iravani R R.A Generalized State Space Averaged Model of the Three-level NPC Converter for Systematic DC Voltage Balancer and Current Controller Design［J］.IEEE Trans.Power Del.，2005，20（2）：1105-1114.

［3］许春雨，刘梅.三电平逆变器中点电位平衡控制的研究［J］.电气传动，2013，43（2）：40-43.

［4］OgasawaraS，AkagiH.AnalysisofVariationofNeutralPointPotential in Neutral Point Clamped Voltage Source PWM Inverters［C］//inConf.Rec.IEEEIASAnnu.Meeting，1993：965-970.

［5］Palanivel P，Dash S S.Analysis of THD and Output Voltage Performance for Cascaded Multilevel Inverter Using Carrier Pulse width Modulation Techniques［J］.IET Power Electron. 2011，4（8）：951-958.

［6］Aguirre M，Calvino L，Valla M.Multilevel Current Source Inverter with FPGA Control［J］.IEEE Trans.Ind.Electron. 2013，60（1）：3-10.

Design on Three-level NPC Inverter Midpoint Potential Regulator

ZHANG Zhen-zhen，XU Chun-yu
（College of Electrical and Power Engineering，Taiyuan University of Technology，Taiyuan 030024，Shanxi，China）

The design and simulation of a carrier-based NPP regulator for a three-phase three-level NPC inverter（also know as diode-clamped inverter）combined with a closed loop controller were studied.Using a continuous variable offset voltage can regulate the midpoint potential of the DC bus and correct existing imbalance in the DC link. The regulator from the DC side and AC side two considerations introduced PI regulators，and combined with the offset voltage module to achieve the purpose of controlling NPP.Build a Matlab/Simulink simulation model，simulation results verify that the NPP to a certain extent has been effectively controlled.

three-level inverter；neutral point potential（NPP）；regulator；simulation；diode-clamped

TM464

A

2014-01-13

修改稿日期：2014-05-08

张珍珍（1988-），女，硕士研究生，Email：568647659@qq.com