利用NCP1200的高功率因数恒流型大功率LED驱动电路设计

2014-04-09金永镐金银实

照明工程学报 2014年2期

金永镐, 金银实

(延边大学工学院电子信息工程系，吉林延吉 133002)

1 引言

随着固态照明的兴起与不断发展，发光二极管(LED)因具有高效、节能、寿命长、环保等特点，已成为现今照明技术的优选光源，并逐渐被应用于照明[1]。LED是半导体二极管元件，伏安特性为非线性，由于LED压降具有负温度特性，因此微小的电压改变量，也会产生很大的电流变化量，一旦电流超过它的额定值就会损坏LED[2]。小功率白光LED的正向电压范围一般为2.8～4V，根据不同的输出功率其工作电流为20mA、90 mA、150mA等，为了延长其使用寿命，系统采取恒流驱动的方法[3]。

目前，LED灯的驱动电源通常采用NCP1200和HV9910专用控制芯片设计，这种芯片利用内部的控制电路自动产生工作电压，无需外部降压电路，因此电路结构简单，工作稳定。但一次整流部分采用简单的桥式整流后利用电容滤波的方法，因此整流后再进行滤波时会产生很大的充电电流和大量的谐波，致使功率因数降低[4]。利用早期的APFC专用控制芯片L6561可实现高功率因数整流，但它需要使用耦合电感、功耗较大、无自供电功能、外围元件较多，因此使用很不方便[5]。

本文中利用NCP1200所设计的LED照明灯驱动电路，不使用专用的APFC芯片，同时实现了高功率因数整流和恒流驱动功能。

2 NCP1200的工作特性

APFC的整流方式有电流峰值控制法、电流滞环控制法、平均电流控制法等三种。NCP1200具有电流控制端和电压控制端，非常适合进行电流峰值控制，图1为NCP1200的内部电路简图。

图1 NCP1200的内部电路简图Fig.1 Internal circuit diagram of NCP1200

图1中，I-sense端检测开关管的电流峰值，并将其通过L.E.B传送到内部比较器U1A中进行比较。比较电压由内部5.2V电压源经过8K、60K、20K电阻分压后提供，改变范围是0～1V。当FB端悬空时，电压约为4.7V；如果控制FB端按正弦波规律变化，则开关电流的峰值也按近似的正弦波规律改变；在电流连续的工作模式下，平均电流按近似的正弦波规律改变。

ADJ端的内部比较电压设定为1.4V，当FB端的电压低于1.4V时，自动采用“跳频”方式工作。APFC方式整流时，如果ADJ端接地，则芯片在正弦波的1.4V以下低幅度处进行跟踪，此时的电流波形较好，但低压时开关导通压降较大，功率管损耗较大；如果开路，则芯片在正弦波的1.4V以下低幅度处跳频跟踪，此时的电流波形较差，但功率管的开关损耗较小。

3 LED驱动电路

3.1 组成框图

图2为LED驱动电路的组成框图，整个系统以反激式升压方式工作。220V交流电经过整流桥整流后提供给开关管进行开关工作。电感两端的电压经过整流滤波后提供给116个LED灯组，同时经过限流电阻后将电流值提供给波形幅度控制器，以便控制电流幅度达到恒流驱动的目的。为了实现交流电压与电流同相，从交流电中取正弦波电压波形经过波形幅度控制器后提供给NCP1200进行控制。在图2中，波形幅度控制器是实现APFC方式整流的关键。

图2 大功率LED驱动电路的组成框图Fig.2 Composition diagram of high-power LED driving circuit

3.2 波形幅度控制器的工作原理

在专用的APFC整流方式的器件中(如L6561)，采用乘法器将误差电压与正弦波相乘后可得到正弦规律改变的误差电压控制开关管。由于组成模拟乘法器的电路较复杂，因此可利用三极管实现正弦波幅度控制，图3为幅度控制电路图，R5为反馈电阻，使控制的波形更接近于正弦波。

图3 幅度控制电路Fig.3 Circuit of amplitute controling

由图3可知，流入三极管的电流为I1和I2之和，因此式(1)成立。

Ic=(Ui-U)/R1+(5.2-U)/R8

(1)

式(1)中Ic=f(U)|Ib=K，整理后得出

U=K1(R8Ui+5.2R1-R1R8Ic)

(2)

式(2)中Ui为交流电整流后的全波电压，K1=1/(R1+R8)。

Ic是随U改变的量，具有非线性特性，图4为U改变时，根据Ic的变化规律分为4个区域表示的近似折线图。

图4 三极管输出特性曲线分区图Fig.4 Output characteristic curve zoning map of transistor

图4中，前3个折线区的等效电阻分别设为R21、R22、R23，且满足R21

(3)

图5 控制幅度时仿真图Fig.5 Simulation diagram of magnitude controling

图6是Ub分别为1.1V、1.3V、1.5V时FB点的输入波形图。1.1V时，三极管轻微导通，FB点的输入波形幅度达到最大(满载工作)；1.5V时，三极管饱和，此时FB点的输入波形的幅度取决于R1、R5值(轻载工作)，虽然在整个幅度控制范围内低电压处有一些失真出现，但跟踪特性良好。

图6 控制幅度时实际波形图Fig.6 Actual waveforms of magnitude controling

3.3 恒流驱动电路设计

图7为驱动电路。电源的负载由116个LED串联组成。本实验使用的是依斯威尔(ITSWELL)产的SMD状的0.3W白光LED灯，每个灯组内有3个LED，每个LED的正向电压范围为2.8～3.6V，工作电流为30mA。每个LED的实测电压为3V，3个并联的电流为90mA，因此需要3×116=348V的驱动电压，另外考虑到取样电阻R3的6V压降，因此实际输出电压为354V，总功率约为32W。

图7 驱动电路Fig.7 Driving circuit

分压电路由R1和NCP1200的FB端的内部电阻及Q2组成，把电源电压的整流波形分压后提供给FB端，使芯片跟踪FB端波形工作，从而获得近似为正弦波的工作电流。C3为滤波电容，它的作用是把波形中的高频干扰信号滤除。

工作时，当R3两端电压超过(Uz+0.6)V时(Uz为稳压管D7的稳压值，0.6为三极管Q2的PN结压降)，Q2工作开始降低FB端的电压，通过内部比较器进行比较后，减小芯片输出的PWM波的占空比，降低LED灯组的电流，从而实现了恒流控制。另外，每个开关周期中向负载提供的功率由两个部分组成(一是开关管截止时电源电压直接提供给负载的部分，二是电感储存的能量)。由于存在电源电压直接提供给负载的能量，因此大大减轻开关管和电感的电流负担，输入电压越高，负担越小。

由图7可知，R3的值可由式(4)求出。

R3=(Uz+0.6)/I

(4)

Uz=4.7V，Q2的PN结压降为0.6V，恒流控制电流I为90mA，计算可得R3=59Ω。纹波电流ΔI取I的10%时，纹波电压ΔU=ΔI×R3=0.6V，纹波系数k=ΔU/U0=0.17%。

利用一阶电路全响应公式

(5)

式(5)中,U0为初始电压(U0=354V)，Us为电源电压，电容C2通过负载放电，所以Us=0，可得

(6)

式(6)中，纹波系数k=0.17%,f=60KHz,负载等效电阻R=354/0.09=3933Ω，代入参数可得C=2.5μF，一般工程上使用标准值的1～2倍的电容，但考虑到宽电压范围工作，因此C2取标称值为10μF/400V的电容。