基于梳状谱发生器的毫米波相参脉压模拟器

翟龙军，曲洪东，2，王晓伟，姜志森

（1.海军航空工程学院电子信息工程系，山东烟台264001；2.陆军航空兵学院机载系，北京101123；3.92840部队，山东胶南266405）

随着毫米波技术的不断发展，毫米波雷达由于具有体积小、分辨率高等优势，得到了越来越广泛的应用[1-4]。在毫米波雷达的研制、生产、试验、维护保障过程中，需要进行接收机灵敏度、距离跟踪性能和多普勒频移检测性能等指标的测试。目前，由于缺乏相应的内场测试手段和设备，需要根据毫米波雷达的工作体制研制相应的目标射频回波模拟器。

为降低毫米波雷达的发射功率、提高距离分辨率及强杂波背景下的弱小动目标检测能力，毫米波雷达目前一般采用全相参脉冲压缩体制[1-7]。同时，为了提高对抗有源干扰的能力，一般采用快速多点跳频。在全相参毫米波雷达目标射频回波模拟器研制过程中，需要模拟生成的回波信号与雷达发射信号相参，并且要与雷达的发射信号频率和波形保持同步，这就要求目标回波模拟器在频率合成的过程中，实现与发射信号的全相参并具有在一定带宽内快速跳频能力。一般全相参毫米波雷达的跳频带宽为2 GHz，目标跟踪下限为2 μs，因而目标射频回波模拟器在2 GHz带宽内的跳频时间应小于2 μs。

目标射频回波模拟器通常的设计方案有数字射频存储方案和直接合成方案。采用数字射频存储方案时，需要毫米波雷达发射机工作，模拟器接收发射信号进行下变频、射频存储、叠加多普勒频移和延时后再经上变频和放大后转发，系统结构复杂。由于信号空间传输过程和接收下变频过程中的处理环节增多，受非理想因素影响，容易造成回波信号的去相参。

目标射频回波模拟器的相参性、相位噪声性能、跳频时间以及跳频带宽主要取决于频率合成器的性能。文献[8]给出的Ka 波段毫米波频率综合器采用VCO 和PLL 实现，输出的带宽为9.5 GHz，相噪为-79.5 dBc@1MHz，跳频时间≤300 μs。

国内全相参毫米波频率合成器的报道较少。文献[9]给出的的Ka波段毫米波频率综合器输出带宽为500 MHz，步进为10 MHz，跳频时间＜10 μs，相位噪声为-84 dBc@1kHz。文献[9]给出的Ka 波段毫米波频率综合器输出带宽为400 MHz，步进＜1 MHz，相位噪声为-90 dBc@10kHz，跳频时间＜15 μs。

为此，本文提出了一种基于梳状谱发生器的回波直接合成方案，通过与被测雷达共用一个基准频率参考信号，利用梳状谱发生器和DDS，直接合成全相参目标射频回波信号，可以减少处理环节，容易实现大带宽内快速跳频。

1 系统设计方案

系统基本设计方案如图1所示。

全相参毫米波雷达目标射频回波模拟器由调制脉冲产生单元、基于谐波发生器的本振单元、基带脉压信号DDS单元、基带调频及多普勒DDS单元、上变频单元和幅度模拟单元组成。

目标射频回波信号的合成过程为：

1）将被测雷达输出的基准参考信号作为雷达射频回波信号模拟器的基准参考信号；

2）调制脉冲产生单元通过对基准参考信号进行整数倍分频产生脉冲压缩回波DDS 单元和多普勒频移DDS单元所需的脉冲调制信号，同时通过调整脉冲调制信号的延时模拟回波信号的距离特征；

图1 全相参毫米波雷达目标射频回波模拟器方案框图Fig.1 Diagram of target echo RF simulator for phase coherent millimeter wave radar

3）输入的基准参考信号经过谐波发生器产生输出到脉冲压缩DDS单元和多普勒频移DDS单元作为DDS时钟信号；

4）采用脉冲压缩回波DDS 单元直接合成中频脉冲压缩回波信号；

5）采用多普勒频移DDS单元，通过控制该单元输出信号的频率和脉冲初相位模拟回波信号的多普勒频移；

6）基于谐波发生器的本振单元将输入的基准参考信号通过谐波发生器和分频器进行整数次倍频和分频合成得到多路本振信号，并输出到上变频单元；

7）上变频单元将多路本振信号、脉冲压缩回波DDS单元输出的中频脉冲压缩回波信号、多普勒频移DDS单元输出的多普勒频移信号进行上变频混频，得到毫米波射频回波信号；

8）上变频单元输出的毫米波射频回波信号经过幅度模拟单元模拟回波信号的幅度特征。

脉冲压缩回波DDS 单元产生的基带线性调频脉冲压缩回波信号中心频率为200 MHz，其调频带宽最大为60 MHz。多普勒频移DDS单元产生的多普勒频移模拟信号中心频率为200~300 MHz，频率分辨率为0.1 MHz。

2 系统原理与分析

2.1 低相噪梳状谱发生器

梳状谱发生器利用晶体管的非线性效应，产生基准频率信号的各阶谐波，从而实现对基准频率信号的谐波倍频。由于倍频频率合成比锁相环频率合成具有更低的附加相位噪声，因而采用梳状谱发生器可以获得高稳定度、高频谱纯度的输出信号。梳状谱频率合成技术已经成为全相参频率合成器设计的关键。

梳状谱发生器按照工作原理可分为非线性电抗（电容）型和非线性电导型2 类[10]，非线性电导型如肖特基势垒二极管属阻性器件，具有较低的闪烁噪声和白噪声，从而具有较好的附加相位噪声性能。

基于低相位噪声性能需求，采用2 组非线性电导型梳状谱发生器。一组梳状谱发生器采用外部输入的100 MHz 参考信号作为基准输入信号，4 个输出窄带滤波器的中心频率分别选择500 MHz、800 MHz、1 600 MHz、3 700 MHz，其中800 MHz 信号用作DDS参考时钟，1 600 MHz 和3 700 MHz 信号用作混频器本振信号。另外，选择中心频率为C波段500 MHz带宽内间隔100 MHz 的6 个频率点上进行窄带滤波输出，输出信号频率的选择通过开关滤波器组的切换实现。

第1组梳状谱发生器的500 MHz输出信号经2分频，即250 MHz的信号，作为第2组梳状谱发生器的输入，选择中心频率为Ku 波段750 MHz、带宽内间隔250 MHz 的4 个频率点上进行窄带滤波输出。对第2组滤波器的输出进行2 倍频，可以得到中心频率为K波段1.5 GHz带宽内间隔500 MHz的4个频率点上的信号，输出信号的频率选择通过相应的开关滤波器组的切换实现。

2.2 相位噪声分析

由于频率合成是在100 MHz 基准参考信号的基础上进行整数倍频和分频得到的，因而输出信号相位噪声遵循

在图1 中，最高倍频次数为N=260 倍，结合多级混频，若输出100 MHz 基准参考信号，相位噪声≤-135 dBc@1kHz。理论上，多路本振信号输出信号相位噪声应优于-86.8 dBc@1kHz。基带脉冲压缩回波单元和多普勒频移调制单元采用高性能DDS 芯片AD9910，其相位累加器为32位，DAC为14位，当输出400 MHz正弦波时相位噪声达-125 dBc@1kHz[11]。综合考虑到多路本振相位噪声、DDS 相位噪声、混频器和放大器非线性引入的附加相位噪声，输出信号的相位噪声指标约为-80 dBc@1kHz。

2.3 杂散抑制

输出信号的杂散主要由谐波发生器、混频器及DDS产生[12-13]。

1）谐波发生器杂散抑制。谐波发生器输出频率100 MHz 的多次谐波，通过滤波器提取出所需频率的信号，谐波发生器产生的杂散只要窄带滤波器对其他频率的抑制足够就可以了，对于点频滤波器的设计而言，100 MHz以外的信号是可以得到较好的抑制。

2）混频器杂散抑制。混频器产生的杂散主要考虑低阶交调，通过对频点的合理规划，每次混频6阶以下的交调都在带外，只需选用合理的滤波器就能滤除混频带来的交调杂散。

3）DDS 杂散抑制。DDS 的杂散主要包括相位截断杂散、幅度量化杂散和DAC 非线性杂散。DDS 芯片AD9910 内部集成的是14 bit 的DAC，其采样速率最高可达1 GSPS。DDS 输出频率在200~300 MHz 范围内变化时，其带内杂散＜-70 dB[11]，带外杂散可以通过带通滤波器滤除。2路DDS输出信号与多路本振信号合成采用只混频不倍频的合理规划，最终输出相位噪声和杂散可以保持较低的水平。

2.4 跳频时间分析

跳频时间主要取决于微波多路开关的切换时间、滤波器延时和DDS控制字的置数时间，由PIN二极管和GaAs射频MMIC组成的开关其开关时间≤200 ns；滤波器的延时在几十ns 之内。采用ADSP21262 和高速FPGA 在跳频前预先置数，跳频时使能脉冲控制各器件控制字同时由缓存器向对应DDS寄存器转移，以消除送数时间对跳频速度的影响。由于AD9910需要串行向寄存器写入数据，数据包括2路DDS的特征控制字、频率控制字和相位控制字，置数及输出稳定时间约为1.5 μs。考虑到各种因素的影响，跳频时间应小于2 μs。

2.5 相参性分析

设基准参考信号为f0，初相位为ϕ0，假定毫米波雷达发射信号由基准参考信号倍频产生的本振信号和DDS产生的基带信号合成，本振信号频率fL=Mf0，ϕL=Mϕ0，DDS参考时钟为fref1=M0f0，DDS输出的基带信号频率为，DDS 输出的基带信号相位可控，不妨设DDS 输出信号相位为ϕDDS，则有：

对目标回波模拟器，由图1的频率合成方案，有：

本振信号1 频率为fL1=N1f0，相位为ϕL1=N1ϕ0，N1=16；

本振信号2频率为fL2=N2f0，相位为ϕL2=N2ϕ0，N2=37；

本振信号3 频率为fL3=(N3+ΔN3)f0，相位为ϕL3=(N3+ΔN3)ϕ0，N3为整数，ΔN3=0,1,2,3,4,5；

本振信号4 频率为fL4=(N4+ΔN4)∙5f0，相位为ϕL4=(N4+ΔN4)∙5ϕ0，N4为整数，ΔN4=0,1,2,3。

DDS 参考时钟频率为fref2=8f0，DDS1 输出频率； DDS2 输 出 频 率；NDDS1和NDDS2分别为DDS1和DDS2的频率控制字，ϕDDS1和ϕDDS2分别由DDS1和DDS2的相位控制字确定。

在已知毫米波雷达发射信号频率的情况下，M、NDDS和M0已知，ϕDDS为固定值；按照图1 的频率合成方案，可以选择N1、N2、N3、N4、ΔN3、ΔN4、NDDS1和NDDS2使得合成信号频率等于发射信号频率，即

此时，合成输出信号的相位为

模拟生成的回波信号相位与发射信号之间的相位差为

在保证发射信号频率与模拟生成回波信号频率一致的前提条件下，即式（2）成立的同时，可以合理选择DDS1和DDS2输出信号频率，使得

这样，模拟生成的回波信号相位与发射信号之间的相位差只与DDS相位有关，

由于ϕDDS为固定值，ϕDDS1和ϕDDS2可控，可以确保对于固定目标回波，回波信号相位与发射信号之间的相位差为固定值；对于运动目标回波，可以控制ϕDDS1和ϕDDS2的相位模拟运动目标回波的多普勒频移。由于目标回波信号的频率合成与发射信号采用共同的基准频率参考信号，同时目标回波信号的频率合成是在基准频率参考信号的基础上进行倍频和混频等前向运算的结果，不存在锁相等反馈环节，因而可确保合成的目标回波信号和发射信号间是全相参的。

3 测试结果

图2 是被测雷达与全相参回波模拟器开机预热30 min后，被测雷达输出基准参考信号为100 MHz，相位噪声为-150 dBc@1kHz时，用Agilent4447A频谱仪测量得到的相位噪声测试结果。其中，图2 a）是中心频率35 GHz、频率偏移量1 kHz 处的相位噪声，为-81.07 dBc@1kHz，图2 b）是中心频率35 GHz、频率偏移量10 kHz处的相位噪声，为-84.54@10kHz。

图3 是被测雷达与全相参回波模拟器开机预热30 min后，被测雷达输出基准参考信号为100 MHz、相位噪声为-150 dBc@1kHz时，用Agilent4447A频谱仪测量得到的线性调频脉冲压缩回波信号的输出频谱测试结果。其中，图3 a）是输出信号为脉冲宽度为10 μs，带宽为10 MHz时的频谱测量结果；图3 b）是输出信号为脉冲宽度为100 μs，带宽为10 MHz 时的频谱测量结果；图3 c）是输出信号为脉冲宽度为100 μs，带宽为40 MHz时的频谱测量结果。

图2 相位噪声测试结果Fig.2 Performance measurement of phase noise

图3 线性调频脉冲压缩回波信号频谱Fig.3 Spectrum of synthesized LFM echo

4 结论

采用与被测雷达共用基准频率参考信号，在此基础上，通过谐波产生器及DDS进行多级倍频和混频进行频率合成，使得所模拟输出的毫米波射频回波信号与被测雷达发射信号有确定的相位关系，可以实现全相参目标回波信号的射频合成，对于相参脉冲压缩毫米波雷达接收机灵敏度、距离跟踪性能和多普勒频移检测性能的动态模拟测试，减少或部分代替外场试验，降低试验成本具有重要的实用价值。

采用DDS芯片直接合成基带脉冲压缩回波信号，与采用射频存储方案的信号模拟器相比，省去了雷达信号接收单元和雷达信号下变频单元，简化了系统结构，降低了系统成本。同时，理论和实践表明，通过梳状谱发生器产生多点本振信号，可以实现较好的相位噪声控制和杂散抑制；通过开关滤波器组的切换，可以大幅缩短跳频时间，对于高性能频率综合器的研制以及提高近距离雷达探测目标时的抗干扰能力，具有重要的参考价值。另外，随着微波器件的小型化，所带来的系统复杂度、成本和体积的增加都是可以接受的。

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