一种短波鞭状宽带天线的设计

弓永明+蔡志远+马银圣+刘浩鑫

摘 要： 设计了一种短波鞭状宽带天线，天线体高度为10 m，直径为10 cm，利用FEKO电磁仿真软件建立了仿真模型。通过对天线体进行两点集总元件加载来改善天线低频段阻抗特性，利用遗传算法优化了加载点和加载位置，并在天线馈电端运用改进实频法进行匹配网络设计，使得天线在3～30 MHz频段内阻抗平稳。计算了天线的驻波比、增益和效率，并实际制作了一副天线进行了测试，实测天线驻波比和仿真计算结果相吻合，最大驻波比不超过2.8，可以和宽带发射机良好匹配，实现了天线的宽带化。

关键词： 鞭状宽带天线； 集总元件加载； 匹配网络； 仿真模型

中图分类号： TN822?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）04?0017?04

Design of shortwave whip?shaped broadband antenna

GONG Yong?ming， CAI Zhi?yuan， MA Yin?sheng， LIU Hao?xin

（Qingdao Branch， China Research Institute of Radiowave Propagation， Qingdao 266107， China）

Abstract： A shortwave whip?shaped broadband antenna was designed， whose height is 10 m and diameter is 10 cm. A simulation model was established with electromagnetic simulation software FEKO. The low?frequency band impedance characteristics of the antenna was improved by loading of the two?point lumped elements of the antenna body. The loading point and loading position was optimized with genetic algorithm. The matching network design was implemented by using the improved real frequency method at the antenna feed end to make the antenna impedance stable in the range of 3～30 MHz. The antenna standing wave ratio， gain and efficiency were calculated. The antenna was made and tested. The measured antenna standing wave ratio is coincident with the simulation calculation result. Its maximum standing wave ratio is no more than 2.8， which can match with the broadband transmitter. A broadband antenna was realized by the design.

Keywords： whip?shaped broadband antenna； lumped component loading； matching network； simulation model

0 引 言

鞭状天线是天线工程技术中应用非常广泛的天线，在通信、广播、电视、雷达、导航、遥测、遥感等工程系统中均有应用。随着短波通信系统中调频、扩频技术的广泛应用，调谐天线已经不能满足使用要求，需要宽带的天线系统。鞭状天线由于结构简单占地面积小、安装架设方便，可以在无法架设竖笼天线、双锥天线等宽带短波天线的有限空间诸如房顶、车体、舰艇上安装架设，因此，实现鞭状天线在3～30 MHz短波频段内的宽带化是非常有现实意义的。

1 鞭状天线形式及性能分析

无限大理想导电平面上鞭状天线示意图见图1，其输入阻抗为自由空间相对应的对称振子天线输入阻抗的[12]，当[h<0.3λ]时，其近似计算公式[1?2]如式（1）所示：

[Zin=Rrsin2βh-jZCActgβh] （1）

式中：[Rr]为天线辐射阻抗；[β=2πλ]；[h]为天线高度；[ZCA]为天线的平均特性阻抗，其值为自由空间相对应的对称振子天线的平均特性阻抗的[12]，即：

[ZCA=120[ln2la-1]] （2）

式中：[a]为天线半径；[l]为天线长度。

图1 鞭状天线示意图

由式（1）可以看到，鞭状天线的输入阻抗和频率有直接的关系，在整个短波段3～30 MHz，频率为10个倍频程，天线的输入阻抗会起伏变化很大，而且天线高度为10 m，相比较低频段波长小得多，这样，天线的输入电阻很小而输入电抗很大，天线的Q值很大，天线谐振曲线比较尖锐，从而 的工作频带受到限制。

在实际天线设计和使用中，无法达到无限大理想导电地的要求，一般采用加铺地网来近似实现，其示意图如图2所示。

图2 加铺地网的鞭状天线示意图

通过矩量法对图2所示的鞭状天线进行计算，本文所有的矩量法计算均采用FEKO电磁仿真软件，得出其输入阻抗值如图3、图4所示。

图3 天线输入电阻

图4 天线输入电抗

2 短波宽带鞭状天线的设计

从图3和图4可以看到，10 m鞭状天线在3～30 MHz短波段内阻抗非常不平稳，而且低频段天线电阻很小，电抗很大。

为了实现天线的宽带化，则必须使天线的阻抗对频率的敏感度降低，在整个频段内阻抗平稳，这其中最为有效地办法就是对天线体进行加载，在短波段，主要采用集总元件加载，加载的目的在于改善天线的输入阻抗进而展宽带宽[3]。

理论和实验表明，对10 m鞭状天线，两个加载点即可使其阻抗大为平稳。

对天线体的加载采用电阻和电抗混合加载，因为单采用电阻加载，天线频段会展宽，但是效率会很低；单采用电抗加载，天线效率会很高，但是频段会很窄。经过效率和带宽的双方面考虑，采用混合加载，加载过后的输入阻抗不匹配问题我们再通过馈电端口的匹配网络来进行解决[4]。鞭天线高度为10 m，从电气和结构上综合考虑，天线直径采用10 cm，以天线输入阻抗为目标函数运用遗传算法[5?6]对天线体加载点和加载元件值进行优化，最后得出加载点和加载量如下：

天线第一加载段在天线高度7.4 m处，采用LR并联加载，加载量如下：

[L=2.6e-6 H]

[R=100 Ω]

第二加载段在天线底部，采用LRC并联加载，加载量如下：

[L=5.8e-6 HC=230e-12 FR=150 Ω]

两段加载电路拓扑图如图5、图6所示。

图5 第一段加载示意图

图6 第二段加载示意图

运用矩量法对加载天线进行计算，得出其输入阻抗值如图7所示。

图7 加载天线输入阻抗

图7中上面的曲线代表天线输入电阻，下面的曲线代表天线输入电抗，可以看到，天线的输入阻抗相比较未加载前有了明显的改善。此时，天线输入端口相对200 Ω的驻波比如图8所示。

图8 加载天线驻波比

从图8可以看到，天线低频段驻波比仍然有点高，主要是3～5 MHz频段，驻波比大于3，最大可以达到6，为了使低频段阻抗更加平稳，降低天线驻波比，还需在馈电端口对输入阻抗进行匹配网络设计。

匹配网络设计采用改进实频法[7]，改进实频法针对实频宽带阻抗匹配进行了两点改进，即采用非最小电抗均衡器和优化均衡器带外阻抗的方法，使均衡器阻抗的实部和虚部在Hilbert变换中增加附加的自由度，这样可以获得较好的匹配。

设计得出的匹配网络拓扑结构见图9，采用的三阶匹配网络。其中，匹配网络元器件值为：

[L1=0.628e-6 HL=9e-6 HC=200e-12 F]

图9 匹配网络示意图

将矩量法计算的出的天线输入阻抗[ZL]代入到此匹配网络中，利用Matlab程序进行计算得出天线输入端口针对233 Ω的驻波比如图10所示。

由图11可以看到天线在整个短波频段3～30 MHz内，天线驻波比都小于2.1，这样的话，天线可以和宽带发射机良好匹配，实现了鞭状天线的宽带化。

但是考虑宽带发射机内阻为50 Ω，233∶50即4.66∶1的阻抗变换器为非常规变比的阻抗变换器，在实际中不好制作，为了方便，一般采用常规变比的4∶1变换器，计算得出天线输入端口针对200 Ω的驻波比如图11所示。

图10 天线对233 Ω的驻波比

图11 天线对200 Ω的驻波比

由图11可以看到，使用常规变比4∶1的阻抗变换器，天线在整个频段3～30 MHz内最大驻波比不超过2.3，完全满足要求。

通过矩量法计算了该天线的增益和效率，分别如图12和图13所示。

图12 天线增益

图13 天线的效率

按照前面的设计值实际制作了一副鞭状天线，并对其驻波比进行了测试，其测试波形如图14所示。从实测数据可以看出，天线在低频段3 MHz处驻波比最大，达到2.8，其他频段最大不超过2.5，和计算相比，在低频段和高频段略有不同，主要还是由于测试环境和计算时未考虑阻抗变换器引入的阻抗影响导致的。但是这个结果依然可以保证天线和宽带发射机良好匹配，实现了天线的宽带化。

图14 实测天线驻波比

3 结 论

本文对一种短波鞭状宽带天线做了介绍，该天线高度为10 m，直径10 cm，通过对天线体两个加载点进行集总元件加载，并采用改进实频法进行了天线馈电端口的匹配网络设计，使得天线在3～30 MHz频段内阻抗平稳，利用矩量法计算了天线的驻波比、效率和增益，并制作了一副实际天线，并进行了测试，测试结果和计算结果基本吻合，在短波段3～30 MHz内驻波比最大为2.8，大部分频段小于2.5，可以实现和宽带发射机的良好匹配，实现了鞭天线的宽带化。该天线体积小，安装方便，不论是在宽阔的领域还是在房顶、车体、舰船等有限空间都会是一种实用的宽带天线。

参考文献

[1] 林昌禄，聂在平.天线工程手册[M].北京：电子工业出版社，2002.

[2] 周朝栋，王元坤，杨恩耀.天线与电波[M].西安：西安电子科技大学出版社，1999.

[3] 王元坤，李玉权.线天线的宽频带技术[M].西安：西安电子科技大学出版社，1995.

[4] 柳超，刘其中，梁玉军，等.船用短波宽带鞭状天线研究[J].电波科学学报，2006，21（6）：955?958.

[5] BOAG A， MICHIELSSEN E， MITTRA R. Design of electrically loaded wire antennas using genetic algorithms [J]. IEEE Transactions on AP， 1996， 44（5）： 687?695.

[6] 魏忠伟，高火涛，柯亨玉.改进遗传算法对高频宽带加载天线的优化设计[J].电波科学学报，2004，19（3）：343?347.

[7] 马银圣，何绍林.天线宽带匹配网络中的改进实频法[J].中国电子科学研究院学报，2008（3）：432?435.

通过矩量法对图2所示的鞭状天线进行计算，本文所有的矩量法计算均采用FEKO电磁仿真软件，得出其输入阻抗值如图3、图4所示。

图3 天线输入电阻

图4 天线输入电抗

2 短波宽带鞭状天线的设计

从图3和图4可以看到，10 m鞭状天线在3～30 MHz短波段内阻抗非常不平稳，而且低频段天线电阻很小，电抗很大。

为了实现天线的宽带化，则必须使天线的阻抗对频率的敏感度降低，在整个频段内阻抗平稳，这其中最为有效地办法就是对天线体进行加载，在短波段，主要采用集总元件加载，加载的目的在于改善天线的输入阻抗进而展宽带宽[3]。

理论和实验表明，对10 m鞭状天线，两个加载点即可使其阻抗大为平稳。

对天线体的加载采用电阻和电抗混合加载，因为单采用电阻加载，天线频段会展宽，但是效率会很低；单采用电抗加载，天线效率会很高，但是频段会很窄。经过效率和带宽的双方面考虑，采用混合加载，加载过后的输入阻抗不匹配问题我们再通过馈电端口的匹配网络来进行解决[4]。鞭天线高度为10 m，从电气和结构上综合考虑，天线直径采用10 cm，以天线输入阻抗为目标函数运用遗传算法[5?6]对天线体加载点和加载元件值进行优化，最后得出加载点和加载量如下：

天线第一加载段在天线高度7.4 m处，采用LR并联加载，加载量如下：

[L=2.6e-6 H]

[R=100 Ω]

第二加载段在天线底部，采用LRC并联加载，加载量如下：

[L=5.8e-6 HC=230e-12 FR=150 Ω]

两段加载电路拓扑图如图5、图6所示。

图5 第一段加载示意图

图6 第二段加载示意图

运用矩量法对加载天线进行计算，得出其输入阻抗值如图7所示。

图7 加载天线输入阻抗

图7中上面的曲线代表天线输入电阻，下面的曲线代表天线输入电抗，可以看到，天线的输入阻抗相比较未加载前有了明显的改善。此时，天线输入端口相对200 Ω的驻波比如图8所示。

图8 加载天线驻波比

从图8可以看到，天线低频段驻波比仍然有点高，主要是3～5 MHz频段，驻波比大于3，最大可以达到6，为了使低频段阻抗更加平稳，降低天线驻波比，还需在馈电端口对输入阻抗进行匹配网络设计。

匹配网络设计采用改进实频法[7]，改进实频法针对实频宽带阻抗匹配进行了两点改进，即采用非最小电抗均衡器和优化均衡器带外阻抗的方法，使均衡器阻抗的实部和虚部在Hilbert变换中增加附加的自由度，这样可以获得较好的匹配。

设计得出的匹配网络拓扑结构见图9，采用的三阶匹配网络。其中，匹配网络元器件值为：

[L1=0.628e-6 HL=9e-6 HC=200e-12 F]

图9 匹配网络示意图

将矩量法计算的出的天线输入阻抗[ZL]代入到此匹配网络中，利用Matlab程序进行计算得出天线输入端口针对233 Ω的驻波比如图10所示。

由图11可以看到天线在整个短波频段3～30 MHz内，天线驻波比都小于2.1，这样的话，天线可以和宽带发射机良好匹配，实现了鞭状天线的宽带化。

但是考虑宽带发射机内阻为50 Ω，233∶50即4.66∶1的阻抗变换器为非常规变比的阻抗变换器，在实际中不好制作，为了方便，一般采用常规变比的4∶1变换器，计算得出天线输入端口针对200 Ω的驻波比如图11所示。

图10 天线对233 Ω的驻波比

图11 天线对200 Ω的驻波比

由图11可以看到，使用常规变比4∶1的阻抗变换器，天线在整个频段3～30 MHz内最大驻波比不超过2.3，完全满足要求。

通过矩量法计算了该天线的增益和效率，分别如图12和图13所示。

图12 天线增益

图13 天线的效率

按照前面的设计值实际制作了一副鞭状天线，并对其驻波比进行了测试，其测试波形如图14所示。从实测数据可以看出，天线在低频段3 MHz处驻波比最大，达到2.8，其他频段最大不超过2.5，和计算相比，在低频段和高频段略有不同，主要还是由于测试环境和计算时未考虑阻抗变换器引入的阻抗影响导致的。但是这个结果依然可以保证天线和宽带发射机良好匹配，实现了天线的宽带化。

图14 实测天线驻波比

3 结 论

本文对一种短波鞭状宽带天线做了介绍，该天线高度为10 m，直径10 cm，通过对天线体两个加载点进行集总元件加载，并采用改进实频法进行了天线馈电端口的匹配网络设计，使得天线在3～30 MHz频段内阻抗平稳，利用矩量法计算了天线的驻波比、效率和增益，并制作了一副实际天线，并进行了测试，测试结果和计算结果基本吻合，在短波段3～30 MHz内驻波比最大为2.8，大部分频段小于2.5，可以实现和宽带发射机的良好匹配，实现了鞭天线的宽带化。该天线体积小，安装方便，不论是在宽阔的领域还是在房顶、车体、舰船等有限空间都会是一种实用的宽带天线。

参考文献

[1] 林昌禄，聂在平.天线工程手册[M].北京：电子工业出版社，2002.

[2] 周朝栋，王元坤，杨恩耀.天线与电波[M].西安：西安电子科技大学出版社，1999.

[3] 王元坤，李玉权.线天线的宽频带技术[M].西安：西安电子科技大学出版社，1995.

[4] 柳超，刘其中，梁玉军，等.船用短波宽带鞭状天线研究[J].电波科学学报，2006，21（6）：955?958.

[5] BOAG A， MICHIELSSEN E， MITTRA R. Design of electrically loaded wire antennas using genetic algorithms [J]. IEEE Transactions on AP， 1996， 44（5）： 687?695.

[6] 魏忠伟，高火涛，柯亨玉.改进遗传算法对高频宽带加载天线的优化设计[J].电波科学学报，2004，19（3）：343?347.

[7] 马银圣，何绍林.天线宽带匹配网络中的改进实频法[J].中国电子科学研究院学报，2008（3）：432?435.

通过矩量法对图2所示的鞭状天线进行计算，本文所有的矩量法计算均采用FEKO电磁仿真软件，得出其输入阻抗值如图3、图4所示。

图3 天线输入电阻

图4 天线输入电抗

2 短波宽带鞭状天线的设计

从图3和图4可以看到，10 m鞭状天线在3～30 MHz短波段内阻抗非常不平稳，而且低频段天线电阻很小，电抗很大。

为了实现天线的宽带化，则必须使天线的阻抗对频率的敏感度降低，在整个频段内阻抗平稳，这其中最为有效地办法就是对天线体进行加载，在短波段，主要采用集总元件加载，加载的目的在于改善天线的输入阻抗进而展宽带宽[3]。

理论和实验表明，对10 m鞭状天线，两个加载点即可使其阻抗大为平稳。

对天线体的加载采用电阻和电抗混合加载，因为单采用电阻加载，天线频段会展宽，但是效率会很低；单采用电抗加载，天线效率会很高，但是频段会很窄。经过效率和带宽的双方面考虑，采用混合加载，加载过后的输入阻抗不匹配问题我们再通过馈电端口的匹配网络来进行解决[4]。鞭天线高度为10 m，从电气和结构上综合考虑，天线直径采用10 cm，以天线输入阻抗为目标函数运用遗传算法[5?6]对天线体加载点和加载元件值进行优化，最后得出加载点和加载量如下：

天线第一加载段在天线高度7.4 m处，采用LR并联加载，加载量如下：

[L=2.6e-6 H]

[R=100 Ω]

第二加载段在天线底部，采用LRC并联加载，加载量如下：

[L=5.8e-6 HC=230e-12 FR=150 Ω]

两段加载电路拓扑图如图5、图6所示。

图5 第一段加载示意图

图6 第二段加载示意图

运用矩量法对加载天线进行计算，得出其输入阻抗值如图7所示。

图7 加载天线输入阻抗

图7中上面的曲线代表天线输入电阻，下面的曲线代表天线输入电抗，可以看到，天线的输入阻抗相比较未加载前有了明显的改善。此时，天线输入端口相对200 Ω的驻波比如图8所示。

图8 加载天线驻波比

从图8可以看到，天线低频段驻波比仍然有点高，主要是3～5 MHz频段，驻波比大于3，最大可以达到6，为了使低频段阻抗更加平稳，降低天线驻波比，还需在馈电端口对输入阻抗进行匹配网络设计。

匹配网络设计采用改进实频法[7]，改进实频法针对实频宽带阻抗匹配进行了两点改进，即采用非最小电抗均衡器和优化均衡器带外阻抗的方法，使均衡器阻抗的实部和虚部在Hilbert变换中增加附加的自由度，这样可以获得较好的匹配。

设计得出的匹配网络拓扑结构见图9，采用的三阶匹配网络。其中，匹配网络元器件值为：

[L1=0.628e-6 HL=9e-6 HC=200e-12 F]

图9 匹配网络示意图

将矩量法计算的出的天线输入阻抗[ZL]代入到此匹配网络中，利用Matlab程序进行计算得出天线输入端口针对233 Ω的驻波比如图10所示。

由图11可以看到天线在整个短波频段3～30 MHz内，天线驻波比都小于2.1，这样的话，天线可以和宽带发射机良好匹配，实现了鞭状天线的宽带化。

但是考虑宽带发射机内阻为50 Ω，233∶50即4.66∶1的阻抗变换器为非常规变比的阻抗变换器，在实际中不好制作，为了方便，一般采用常规变比的4∶1变换器，计算得出天线输入端口针对200 Ω的驻波比如图11所示。

图10 天线对233 Ω的驻波比

图11 天线对200 Ω的驻波比

由图11可以看到，使用常规变比4∶1的阻抗变换器，天线在整个频段3～30 MHz内最大驻波比不超过2.3，完全满足要求。

通过矩量法计算了该天线的增益和效率，分别如图12和图13所示。

图12 天线增益

图13 天线的效率

按照前面的设计值实际制作了一副鞭状天线，并对其驻波比进行了测试，其测试波形如图14所示。从实测数据可以看出，天线在低频段3 MHz处驻波比最大，达到2.8，其他频段最大不超过2.5，和计算相比，在低频段和高频段略有不同，主要还是由于测试环境和计算时未考虑阻抗变换器引入的阻抗影响导致的。但是这个结果依然可以保证天线和宽带发射机良好匹配，实现了天线的宽带化。

图14 实测天线驻波比

3 结 论

本文对一种短波鞭状宽带天线做了介绍，该天线高度为10 m，直径10 cm，通过对天线体两个加载点进行集总元件加载，并采用改进实频法进行了天线馈电端口的匹配网络设计，使得天线在3～30 MHz频段内阻抗平稳，利用矩量法计算了天线的驻波比、效率和增益，并制作了一副实际天线，并进行了测试，测试结果和计算结果基本吻合，在短波段3～30 MHz内驻波比最大为2.8，大部分频段小于2.5，可以实现和宽带发射机的良好匹配，实现了鞭天线的宽带化。该天线体积小，安装方便，不论是在宽阔的领域还是在房顶、车体、舰船等有限空间都会是一种实用的宽带天线。

参考文献

[1] 林昌禄，聂在平.天线工程手册[M].北京：电子工业出版社，2002.

[2] 周朝栋，王元坤，杨恩耀.天线与电波[M].西安：西安电子科技大学出版社，1999.

[3] 王元坤，李玉权.线天线的宽频带技术[M].西安：西安电子科技大学出版社，1995.

[4] 柳超，刘其中，梁玉军，等.船用短波宽带鞭状天线研究[J].电波科学学报，2006，21（6）：955?958.

[5] BOAG A， MICHIELSSEN E， MITTRA R. Design of electrically loaded wire antennas using genetic algorithms [J]. IEEE Transactions on AP， 1996， 44（5）： 687?695.

[6] 魏忠伟，高火涛，柯亨玉.改进遗传算法对高频宽带加载天线的优化设计[J].电波科学学报，2004，19（3）：343?347.

[7] 马银圣，何绍林.天线宽带匹配网络中的改进实频法[J].中国电子科学研究院学报，2008（3）：432?435.