双级矩阵变换器混合式换流

宋卫章， 邢飞雄， 贺瑾， 钟彦儒， 汪春华， 汪丽娟

(1.西安理工大学自动化与信息工程学院，陕西西安710048;2.西安交通大学电力设备电气绝缘国家重点实验室，陕西西安710049;3.西安航空学院 电气学院，陕西西安710077)

0 引言

双级矩阵变换器(two－stage matrix converter，TSMC)作为一种新型绿色电力电子变换器，不仅具有常规矩阵变换器(conventional matrix converter，CMC)许多优点［1－4］，而且克服了常规矩阵变换器存在的控制策略复杂、箝位电路庞大等不足［5－7］成为目前最具有发展潜力的电力变换器。

矩阵变换器采用双向开关，工作时必须同时满足输入侧不能短路和输出侧不能开路两个约束条件，需特殊换流模式［4－8］。N.Burany 提出了四步换流策略［8］，通过检测输出电流的方向实现双向开关管开关状态的转换，从理论上解决了换流问题。M.Ziegler等人提出了半自然两步换流策略［9］，通过检测输入侧电压进行判断，但没有解决输入两相电压相近处换流失败的问题。L.Empringham提出了通过检测开关管压降进行输出电流方向检测的电流型两步换流法［10］，提高换流可能性，但增加了成本。文献［11－12］则是对两步电压换流策略研究的进一步延伸。

针对TSMC，文献［13］提出了需整流级和逆变级同时协调的零电流换流策略，由于整流级是高频调制，整流级开关切换点全部利用零电流换流实现时，需要时刻追踪整流级开关切换点，具体实现为:逆变级载波波峰或波谷对应零矢量，于是利用逆变级载波峰值点时刻追踪整流级开关切换点，逆变级输出零电压矢量，迫使直流侧输出开路时，直流侧电流近似为零，此时整流级开关在零电流状态下切换从而实现窄脉冲零电流换流，这就需要逆变级产生一个峰值时刻跟踪整流级开关切换点的变化三角载波［2，13］，该三角波峰值点时刻变化，为一动态波形，非规则动态三角载波给工程实现带来了较大困难。同时由于逆变级零矢量宽度有限，整流级宽脉冲处逆变级零矢量追踪覆盖存在较大困难，宽脉冲处零电流换流失效［11－13］。

为此，本文提出一种混合式换流方案，将脉冲分为宽窄脉冲，宽脉冲采用四步换流，窄脉冲处采用零电流换流。TSMC采用传统X型6扇区划分，电压型四步换流策略较难实现，将6扇区细分为12扇区，同时解决扇区切换处误换流问题。针对零电流换流协调下载波不规则问题，提供了一种依据整流级开关占空比调整逆变级信号波的简易实现方法，上述措施有效解决了换流失效的问题，消除了过电流/电压尖峰，提高了系统可靠性。

1 TSMC拓扑结构及调制策略

1.1 拓扑结构

TSMC拓扑结构如图1所示，由整流级和逆变级组成，整流级可视为电流型整流器［6－7］，逆变级可视为电压型逆变器。

图1 TSMC拓扑结构Fig.1 The topology of TSMC

1.2 调制策略

无零矢量空间矢量调制策略是TSMC目前普遍采用的一种调制策略。为了获得较高直流电压的同时确保优良的网侧性能，将一个周期中三相输入电压分成X型的6个扇区［7］，如图2所示。

图2 6扇区的划分Fig.2 6 sectors

每个扇区中，一相电压绝对值最大，另两相电压极性相反，绝对值最大相对应开关处于恒导通状态;另两相的开关处于调制状态。各区间开关状态如表1所示。

表1 6扇区开关状态Table 1 Switching state of 6 intervals

TSMC逆变级与传统逆变器一样，故采用性能优良的电压型空间矢量调制策略(SVPWM)［7］。

2 混合换流法

在每个扇区与相邻扇区切换的区域，调制生成的PWM脉冲较窄，脉冲宽度小于最小换流时间，于是不能提供足够的时间完成四步换流［11－12］，四步换流失效，如图3所示，窄脉冲处换流失败则会导致任两相直通，从而损坏功率开关，目前已有的解决措施多是将窄脉冲吃掉不换流［13－14］，如图4所示，这会直接导致输出波形质量变差。

图3 PWM的窄脉冲图Fig.3 Narrow-pulse

图4 PWM窄脉冲消除Fig.4 adjust Narrow-pulse region

2.1 窄脉冲判断

每一步换流时间为T，四步换流所需时间为4T，在计算所得的右半个开关周期Ts指令波形中，判断左右两个矢量作用时间，脉冲宽度小于4T的脉冲为窄脉冲，如图5所示，例如:如果t1＜4T，则该相在开关周期中间存在一个0→1→0的窄脉冲。

图5 窄脉冲的判断Fig.5 Judgment of narrow pulse

2.2 混合换流

TSMC整流级窄脉冲较窄较难实现四步换流，但零电流换流策略下逆变级零矢量作用时间相对较长，却很容易追踪和覆盖整流级窄脉冲，故零电流换流能较好解决窄脉冲换流问题。同时由于逆变级零矢量宽度有限，整流级宽脉冲处逆变级零矢量追踪覆盖较困难，零电流换流宽脉冲处失效。

为了实现TSMC各种脉冲(宽、窄脉冲)可靠换流，采用一种混合式换流方案，如图6所示:当t1＞4T，即宽脉冲采用四步换流策略，四步换流步骤如图中所示，t1≤4T，窄脉冲采用零电流协调换流。

图6 混合换流方案Fig.6 Map of hybrid commutation

3 宽脉冲换流

3.1 扇区细分

四步换流是一种针对传统矩阵变换器的换流策略，而TSMC整流级采用的是一种无零矢量空间矢量调制策略，不同于传统矩阵变换器虚拟整流级所用的电流型空间矢量调制策略，传统X型6扇区下电压型四步换流(如图2所示)在TSMC整流级中较难实现:同一扇区中相同极性的两相电压在阴影区域两侧的相对大小不同，根据电压型换流的原则，该阴影区域两侧四步换流顺序不同［11］，即换流时序不同，传统X型6扇区划分无法满足该阴影区域两侧不同换流时序的要求。

为了确保TSMC整流级双向开关较好实现四步换流，将一个扇区细分为2个扇区，传统X型6扇区细分为12扇区，如图7所示。

图7 12扇区划分Fig.7 12 sectors

细分后12扇区中，第1(细分后扇区号被重新分配)扇区和第2扇区以ua=uc为界，第1扇区ua＜uc，第2扇区为ua＞uc，以第1扇区和第2扇区为例对扇区细分后TSMC整流级双向开关四步换流策略进行分析。

3.2 扇区细分下整流级宽脉冲处四步换流

第1扇区

从a相上桥臂换流到c相上桥臂，第一步开通Sc1;第二步关断Sa1;第三步开通Sc2;第四步关断Sa2。再换回到a相上桥臂，第一步开通 Sa2;第二步关断Sc2;第三步开通Sa1;第四步关断Sc1。

第2扇区

从a相上桥臂换流到c相上桥臂，第一步开通Sc2;第二步关断Sa2;第三步开通Sc1;第四步关断Sa1。再换回到a相上桥臂，第一步开通 Sa1;第二步关断Sc1;第三步开通Sa2;第四步关断Sc2。两扇区下的开关状态如图8所示。

图8 12扇区下的四步换流示意图Fig.8 Four-step commutation strategy under 12 sectors

图中1表示开通，0表示关断;六个数字对应的开关分别为 Sa1，Sa2，Sb1，Sb2，Sc1，Sc2。矩形框表示稳态，椭圆形框表示换流。

在电压型四步换流策略中，由于电压检测元件与检测电路的延时和检测信号的误差，在每个扇区切换区域，极性相同两相电压在相等时刻附近(如图2、图7中阴影区域)较难实现准确检测，易造成误换流［11－12］，如图9 所示。

图9 扇区切换处的PWMFig.9 PWM under sector change region

针对阴影区域误换流问题，采用多种措施联合解决，首先通过比较电路将电压信号变成带相位信息或相对大小信息的12扇区方波信号，如图10所示，12扇区的采用一定程度上解决了阴影区域幅值相近两相电压的大小判断问题，其次对12扇区信号的上升沿和下降沿进行多次采样和比对，多次比对结果如相吻合则换流，否则不换流，即在阴影区域无脉冲切换:一相导通，另一相关断，如图10所示，从而解决阴影区域误换流问题，提高系统可靠性。

图10 扇区切换处的PWM调整Fig.10 PWM adjustment under sector change region

4 窄脉冲换流及易实现方案

窄脉冲处的零电流换流需要逆变级零矢量时刻追踪整流级窄脉冲开关切换点，才能实现零电流换流。逆变级载波波峰或波谷对应零矢量，于是利用逆变级载波峰值点时刻追踪整流级开关切换点，逆变级输出零电压矢量，迫使直流侧输出开路时，直流侧电流近似为零，整流级开关在零电流状态下切换从而实现窄脉冲零电流换流，窄脉冲处整流级与逆变级协调换流示意图如图11所示，图中上面是整流级的调制原理和开关 Sb3，Sb4，Sc3，Sc4波形，下面是协调前后的三角载波波形和协调后的逆变级开关波形。

上述零电流换流中逆变级载波峰值点时刻追踪整流级开关切换点会导致三角载波为非规则波形，如图12所示，该三角波峰值点时刻变化，为一动态波形，非规则动态三角载波给工程实现带来了较大困难。于是本文提出一种改进的易实现方案:逆变级载波峰值点会随整流级开关占空比(第一扇区占空比为:dab和dac，且dab+dac=1)大小变化，于是可产生斜率为1/Ts(Ts为开关周期)和－1/Ts的规则锯齿载波，将逆变级信号波由mxp调整成dabmxp和(1－dab)mxp=dacmxp两段，分别与上述规则锯齿载波比较，便可生成零矢量时刻追踪整流级开关切换点的逆变级开关信号，如图12所示。由于dabmxp+(1－dab)mxp=mxp，逆变级的零矢量时刻在变化，但逆变级的有效矢量作用时间却始终不变，于是上述方法在确保不影响输出波形质量的前提下，能有效解决零电流协调换流较难实现的难题。

图11 TSMC协调零电流换流示意图Fig.11 Relation position between rectifier and inverter reference vector

图12 信号波调整后的零电流换流示意图Fig.12 Achievement map of zero current commutation

5 实验验证

为了验证所提方法的正确性和可行性，制作了一台双级矩阵变换器实验样机，实验参数如下:输入相电压100 V，输入滤波器:L=1.4 mH，C=30 μF，输出设定频率25 Hz，开关频率5 kHz，换流时间1.2 μs，TMS320F2812 DSP+EPM240T CPLD 控制器，1.1 kW鼠笼异步交流电机负载。

图13为扇区细分前扇区1下PWM波和6扇区细分为12扇区时的扇区波形，图中PWM波形中的宽脉冲为6扇区下阴影区域扇区脉冲误分配所致。

图13 扇区细分与同步优化Fig.13 Subdividing and synchronous optimization for sector

图14为12扇区下的第1扇区和第2扇区宽脉冲四步换流波形，实验结果与理论分析相吻合，从而验证了扇区细分下宽脉冲处四步换流策略的有效性。

图14 四步换流开关时序图Fig.14 Switch relation for four-step commutation

图15 (a)为仅采用四步换流方案时的输入滤波前电流波形，由于窄脉冲下四步换流无法实现，出现较高过电流尖峰;图15(b)为仅采用零电流换流策略时的输入滤波前电流波形，由于逆变级零矢量宽度有限，不能完全追踪覆盖整流级宽脉冲切换点，仍然存在换流失败情况，导致较高过电流尖峰;图15(c)为混合换流下的输入滤波前电流波形，由波形对比知，输入滤波前电流无过电流尖峰，较好解决了宽、窄脉冲处换流失败的问题，从而验证了文中混合式换流方案的可行性。

图15 换流波形对比Fig.15 Comparison for commutation

图16 输入相电压和滤波后相电流波形Fig.16 Input phase voltage and current with filtered

图16为混合换流下输入相电压和滤波后的输入相电流波形。由波形知输入电流为谐波含量较少的正弦波，且具有相对较高功率因数，因为输入滤波电容的原因，输入电流相位稍超前电压，从而表明文中方案在提高系统换流可靠性的同时对输入性能无影响。

图17为采用文中混合换流方案后拖动电机负载，输出频率设定为25 Hz时，输出线电压和相电流波形。由实验结果知输出电流正弦度均较好，谐波含量较少，从而验证了采用文中混合换流方案后的系统仍具有优良的传动性能。

图17 输出线电压和相电流波形Fig.17 Output phase to phase voltage and phase current

6 结语

本文提出了一种适用于TSMC整流级的混合式换流方案，宽脉冲采用四步换流，窄脉冲采用零电流协调换流，并设计了一种依据整流级开关占空比调整逆变级信号波的简易实现方法，解决了零电流换流协调导致的逆变级载波动态不规则，较难实现的难题。在样机上对方案进行了实验验证，结果表明，上述方案的采用在确保系统具有优良网侧性能和输出传动性能的同时，实现了安全可靠换流，有效消除了由换流失败导致的过电流/电压尖峰，提高了系统可靠性，为TSMC进一步工程应用奠定了基础。

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