基于TOP227Y的多路输出反激式开关电源设计

2014-01-01王银杰张立生

通信电源技术 2014年6期

王银杰，张立生，王林

（1．盐城工学院电气工程学院，江苏盐城224000；2．黄山市供电公司，安徽黄山245000）

0 引言

随着科技不断进步，开关电源在仪器仪表、工业设备、家用电器等领域得到广泛应用。反激式开关电源因其设计灵活、所需元器件少等特点，在小功率电源领域中得到了应用。它可以实现多路输出；输入输出的电压极性能够相反；通过改变压器的匝数比，可构成升压或降压式开关电源。TOPswitch系列芯片的问世使得反激式开关电源的设计变得更加方便简单［1］。

1 开关电源原理及电路设计

本文以TOP227Y为核心控制部件，通过PWM控制实现DC／DC变换，通过调节占空比来保证输出电压的稳定。开关电源的基本技术指标如下［2］：

交流输入电压范围：85～265 V，50 Hz。

输出：4路15 V／1 A。

输出功率：P0＝60 W。

电源的效率η：80%左右。

损耗分配因数Z：0．5。

偏置电压：UB＝12 V。

基于TOP227Y的多路反激式开关电源基本设计原理图如图1所示。

1．1 前级滤波电路设计

前级滤波电路包括交流滤波、整流、直流滤波电路三部分构成［3］。

交流滤波主要是滤除从电网引入的外部干扰，同时也抑制自身设备向外部发出的干扰。由C18、C7、C6、C8、L构成典型的π型滤波器。其中L为共模电感，其电感量通常取值范围为8～23 mH，本设计取22 mH。C18、C7的作用是滤除差模干扰，容量取值范围为0．01～0．47μF，在这个电路中取0．47μF／630 V；C6、C8跨接在输出端，可以很好地抑制共模干扰，容量范围为：2 200～4 700 pF，在这取2 200 pF／630 V［4］。

整流电路选择满足电压与电流阀值且导通时间尽可能短的整流桥。直流滤波电路的电容值可根据电源输出功率，每瓦特对应2～3μF考虑余量来取值。假定整流二极管的导通时间为tc＝3 ms，则根据公式（1）得到电容的耐压值，从而选220μF／400 V的电解电容。

式中，η为系统效率；fL为交流电网频率；P0为电源输出功率。

1．2 变压器的设计［5］

（1）磁心尺寸的选择

本设计选择EI型铁氧体磁芯，具有漏感小、磁耦合性能好、绕制方便等优点。高频变压器输入功率P＝60 W／80%＝75 W，取最大承受功率90 W，根据高频变压器的最大承受功率与磁芯截面积关系式：

图1 反激式开关电源原理图

由公式（2）估算，磁芯有效面积为1．42 cm2，查阅磁芯手册，考虑阀值，选择EI40，它的磁芯有效面积Ae为1．48 cm2，有效磁路长度Le为7．7 cm，磁芯的等效电感AL为5 000 nH／N2，骨架宽度BW为40 mm。

（2）最大占空比

最大占空比计算如下：

其中二次反射电压UOR取135 V；查阅TOP227Y的资料，UDS取10 V。

（3）计算初级线圈的电流

式中，KRP是脉动系数；KRP＜1，反激变换器工作在连续模式；KRP＝1，反激变换器工作在断续模式。本设计反激变换器工作在连续模式，取KRP＝0．4。

由：IDS＝0．9ILIMIT≥IP，查 TOP227Y 的数据参数，ILIMIT在2．7～3．3A之间。即IDS＝0．9ILIMIT＝0．9×2．7 A＝2．43 A＞IP，也就是说KRP选取合适［6］。

（4）计算变压器初级电感（连续模式）

（5）计算绕组匝数与导线直径［7］

当电网电压为通用输入220 V时，KNS＝0．6匝／V。输出整流二极管是超快速二极管，即UD取0．7 V，磁芯的最大工作磁通密度Bm在2 000～3 000 GS范围内。偏置绕组上的电压取12 V，它的整流二极管的正向导通压降UDB取0．7 V。

a．绕组匝数计算

取J＝8 A／mm2，直径取0．41 mm。

（6）计算气隙长度

式中，Bm的单位为T；IP的单位为A；LP的单位为μH；Ae的单位为cm2。

根据上面的计算可以看出Bm在0．2～0．3 T的范围内，即Bm满足工作要求。

1．3 反馈电路的设计［8］

反馈电路采用稳压器TL431与线性光耦PC817组成的光耦反馈回路，TL431的电压准确度精确到1%，而且可以在一定范围内进行调节。通过R8、RW1产生取样电压然后和TL431的基准电压2．5 V进行比较，所得到的误差电压，经过PC817产生光电流变化输出到TOP227Y控制端C，使控制端的电流变化进而调节占空比，达到稳压的目的。

在本设计中取电阻R8、RW1的阻值分别为25 kΩ，5 kΩ。整流管VD7和滤波电容C13为光耦合器提供偏压，VD7在输出整流滤波电路中已经计算得出，取IN4148，C13取0．1μF。R7为 LED 的限流电阻，取300Ω。C23为相位补偿电容取0．1μF。C19是芯片控制端C的旁路电容，并与R5串联一起对控制环路进行补偿，C19取47μF／25 V的电解电容，R5取6．8Ω。

1．4 偏置与钳位保护电路的设计

电容C19与电阻R5串联组成控制端的补偿电路，电容C19能滤除控制端C上的尖峰电压。由数据手册可知，C19取47μF／25 V的电解电容［11］，R5取6．8Ω。即检测一次故障所需的时间是0．83 s，如果检测到故障已被排除，就恢复正常工作。当功率管MOSFET从导通转变为截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。当其与直流高压叠加在MOSFET的漏极D时，很容易造成MOSFET的损坏。为此，在TOP227Y的漏极上必须增加钳位保护电路，对尖峰电压进行钳位或吸收［9］。本设计采用基本的TVS－VD型漏极钳位保护电路。VD2、VD5构成了漏极钳位保护电路，它们可以并联到高频变压器一次绕组上也可以连接在功率MOSFET的漏极与地线之间，VD2、VD5的选型取决于反射电压UOR。通常反射电压UOR取135 V，UD2钳位电压UCLO可由公式（18）得出：