ZVZCS移相全桥变换器的设计与MATLAB仿真

裴素萍，胡俊峰，韩 梁

（1.中原工学院，郑州450007；2.河南恩耐基电气有限公司，郑州450044）

现代开关电源的发展趋势是高效率和小型化.要达到高效率和小型化的要求，提高开关频率是有效措施之一，但是开关频率的提高使电路的开关损耗、电磁干扰和开关噪声也随之增加，严重制约开关电源的发展.软开关技术能很好地解决开关损耗和开关噪声问题［1］.移相全桥电路是目前应用最广泛的软开关电路之一.本文采用ZVZCS控制方法（能够实现超前臂零电压开关和滞后臂零电流开关），对主电路中主要参数进行了计算和分析，并在MATLAB中进行建模仿真.

1 ZVZCS移相全桥变换器的设计

1.1 ZVZCS移相全桥变换器的原理

ZVZCS移相全桥变换器原理如图1所示，其主电路主要由逆变桥、整流桥、输出滤波电感电容、高频变压器、原边串联电容、饱和电抗器和超前臂上并联的电容 C1、C2组成［2］.

移相PWM控制的基本工作原理为：每个桥臂的两个开关管180°互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个移相角.通过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲宽度，从而达到调节相应的输出电压的目的.这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规PWM变换技术的结合，该技术使开关器件在较低的电压、电流应力下实现软开关［3］.

图1 ZVZCS全桥移相变换器原理图

在VT1和VT3导通前，利用C1和C2的充放电特性，使VT1和VT3的反并联二极管D1、D3自然导通，进而实现VT1和VT3的零电压关断和零电压导通.隔直电容Cb在VT1和VT4导通时充电，当VT1（或 VT3）关断，VT3（或 VT1）的反并联二极管 D3（或D1）导通后，变换器工作在原边复位状态，此时开通VT2或关断VT4实现零电流开关.

1.2 主电路参数设计

1.2.1 高频变压器的设计

高频变压器具有体积小、漏感小、线圈分布电容小、铁芯损耗小、效率高的特点，它是开关电源的重要组成部分之一.根据变压器设计要求，综合铁氧体价格便宜、高频发热小、高频性能好等优点，本文采用EC90铁氧体磁芯.

变压器的设计采用面积乘积（AP）法［4］.原边Np匝、副边Ns匝的变压器，在原边开关以电压V1工作时，根据电磁感应定律有：

式中：fs——开关工作频率（Hz）；

Bw——工作磁通密度（T）；

Ae——磁芯有效面积（m2）；

Kf——波形系数，有效值与平均值之比，正弦波时为4.44，方波时为4.

EC90铁氧体的Ae＝6.24cm2，Bw＝0.3T；V1＝220V，fs＝10kHz.由式（1）整理得：

副边绕组可按照下面的公式计算：

式中，Vo为变压器副边电压.

结合铁心参数和计算公式，可计算得原边绕组29匝，副边绕组9匝.

1.2.2 输出滤波电感的选择

根据系统要求，最大输出电流100A，工作频率10kHz，最大纹波电流1A.变压器副边电感由基尔霍夫电压定律获得：

在开关管导通Ton时：

输出滤波电感纹波电流1A，则有：

即

由以上公式计算得：L≥0.64mH，这里选取L＝1mH.

1.2.3 输出滤波电容的选择

为了保持输出电压稳定，在输出端加滤波电容.滤波电容需要满足以下2个条件：

（1）在稳定运行状态下，输出的电压纹波在规定的范围内.

（2）在负载突然变为零时，能够保持输出电压稳定［5］.

设电容为理想电容，输出的纹波电压Vr由电容C、输出滤波电感上的纹波电流Ir和等效导通时间Ton决定：

当纹波电压小于0.5V时，则有C＞70μF.

当负载突然从额定值降到零时，假设控制电路在第一时间做出响应，储存在电感上的能量将全部注入到滤波电容上，此刻有：

在设计中，负载由额定值突降到零时，最大电压不超过60V，那么根据计算得出的电容值得C＞1 591μF，这里取C＝2 200μF.

1.2.4 隔直电容的选择

当开关管VT1和VT4同时导通时，变压器原边电流Ip给隔直电容Cb充电；当开关管VT2和VT3同时导通时，Ip给Cb放电；而在续流期间，Cb的电压保持不变，该电容参与其中的能量转换过程，因此Cb的值要合理选择.

当Ip给隔直电容Cb充电时，其电压从－Vb到Vb线性增长，则有：

其中，I0是变换器输出电流，n为变压器变比.

将式（9）积分得：

式中：D为占空比，T为开关周期.

一般Vb值取输入电压最大值的15%，由式（10）可计算得隔直电容Cb＝7.5μF，这里选取Cb＝10μF.

1.2.5 饱和电感参数的计算

在一个开关周期中，可饱和电感应满足磁复位条件Δφ＝0，即正向、负向磁饱和的磁通变化量之和或者伏秒积之和为零［6］.设磁复位时间为Δt，饱和电感的磁复位时间一般不超过开关周期的4%，设计开关频率为20kHz，即开关周期为50μs，则Δt可取约2μs.所加的电压为Vin（在开通时刻，电路中电流非常小，可饱和电感未饱和感抗很大，电源电压几乎全加在饱和电感两端，当电流达到临界值Is后，饱和电感迅速饱和，其上电压降为零，电源电压加到变压器两端），铁芯的截面积为Sc，饱和电感匝数为N，则有

取ΔB为铁芯最大磁密Bs，则饱和电感匝数

在临界电流时饱和电感可看作线性电感，则

综上，电感值为：

选择科达磁电公司的DNS468026型铁硅铝材料为磁芯，输入电压为264V，算得匝数为38，饱和电感临界电流预先设置为5A，可得电感值Ls＝105μH.

饱和电感是电路实现滞后臂软开关的重要元件，也是电路中最难以实现的元件之一.在实际电路中饱和电感是用磁芯和导线绕制而成，而磁芯会影响饱和电感的性能，所以，一般先通过计算，初步设定可饱和电感的值，再根据试验进一步调整.

1.3 控制方法分析

当负载突然增加时，输出电压小于给定电压，通过电压采样电路采集电压送入单片机内部，再与给定电压比较作差后进行闭环控制，通过软件使输出移相角增加，进而调整输出电压；也可用专用芯片UC3875进行控制，与单片机控制不同的是采样电压和给定电压通过比较器把误差信号直接传送给UC3875的EA＋管脚，通过硬件使UC3875输出移相角变化，从而调整输出电压.

2 MATLAB仿真及分析

2.1 MATLAB仿真电路参数

图2所示是ZVZCS移相全桥变换器MATLAB仿真原理图.输入电压为 AC220V，输出电压为DC50V，变压器匝数比是3∶1，饱和电感Ls＝105μH，输出滤波电感L＝1mH，输出滤波电容C2＝2 200μF，死区时间Td＝2.5μs，Cb＝10μF；一般蓄电池组电压是48V，本文在仿真时元器件都是理想的，所以给出输出电压50V.整流所得直流电给直流电容Ca充电，Subsystem模块是移相产生电路，电压给定50V，经PI调节输出接Subsystem模块，Subsystem模块产生IGBT驱动信号，通过控制IGBT开通关断的时刻来改变移相角大小，间接改变斜对角IGBT开通的有效占空比，进而调节变压器副边电压.通过改变负载电阻的大小来模拟负载变化.

图2 ZVZCS移相全桥变换器MATLAB仿真原理图

2.2 仿真结果及分析

图3所示是负载R＝1Ω时的电压、电流波形，响应时间T＝7ms，几乎没有超调，电压稳定在50V且波动比较小.

图4所示是负载R＝1Ω时的IGBT驱动信号，从上到下依次是IGBT VT1、VT2、VT3、VT4的控制信号.从波形中可以验证移相全桥原理，此时移相角90°左右，可以通过改变移相角来调节输出电压的大小.

图3 负载R＝1Ω时输出电压、电流波形

图4 负载R＝1Ω时IGBT驱动信号

负载R＝0.5Ω时，输出电压、电流波形如图5所示.IGBT驱动信号如图6所示，通过图6可以看出移相角接近150°，此时再增加负载，直流电压波动比较大.因此，R＝0.5Ω被认为负载最大值.

图5 负载R＝0.5Ω时输出电压、电流波形

图6 负载R＝0.5Ω时IGBT驱动信号

负载减小即R＝25Ω时，通过图7可知输出电压、电流波形出现很大的超调，且电流波形波动频繁.众所周知，ZVSCS移相全桥变换器软开关与原边电流大小有关，在负载较轻即电流比较小时，实现零电压开关比较困难.由图8可知，负载R＝25Ω时移相角为25°左右.

图7 负载R＝25Ω时输出电压、电流波形

图8 负载R＝25Ω时IGBT驱动信号

由以上3种负载仿真结果可以看出，负载减小，移相角也相应地减小；随着负载的变化，输出电压基本维持在50V左右，波动较小，电流纹波也能达到要求.由此可见，参数选取合适.

3 结 语

饱和电感参数选取对于实现滞后桥臂软开关很重要，根据需求初步算出一个值后还要经过仿真试验调整来确定.移相角可以在0°～180°连续可调，实际控制中必须考虑死区时间，防止上下桥臂直通.负载变化时，可通过电压闭环改变移相角大小来稳定输出的直流电压，负载越大移相角越大.

［1］张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计（修订版）［M］.北京：电子工业出版社，2004.

［2］刘胜利.高频开关电源新技术［M］.北京：机械工业出版社，2005.

［3］王建冈，陈乾宏，阮新波.改进型倍流整流电路ZVSPWM 全桥变换器［J］.电力电子技术，2001，35（3）：17－20.

［4］姜菲菲，鲁明丽，杨浩东.开关电源中磁性元器件设计［J］.常熟理工学院学报，2008（10）：80－83.

［5］田松亚，顾海涛，付炜亮，等.双零软开关逆变主电路的参数计算仿真与试验［J］.电焊机，2008，38（10）：44－50.

［6］余新颜，段善旭，康勇.零电压零电流移相全桥 DC／DC变换器关键技术的研究［J］.通信电源技术，2005，22（1）：1－3.