带有新型偏置电路的X波段低噪声放大器设计

2013-10-24卢洪树张晓发袁乃昌

电子技术应用 2013年6期

卢洪树，张晓发，袁乃昌

（国防科学技术大学电子科学与工程学院，湖南长沙410073）

低噪声放大器（LNA）是现代雷达、射频通信、测试仪器、电子战系统中的重要部分。在接收系统中，它总是处于前端的位置，其主要作用是放大天线接收到的微弱信号，并以足够高的增益克服后续各级（如混频器）的噪声，制约着整个接收系统的性能。随着通信、雷达技术的发展，对微波LNA的要求越来越高，因此研制合适的宽频带、高增益、更低噪声系数的放大器，已经成为微波系统设计中的核心技术之一[1]。

1 低噪声放大器的设计理论

LNA的性能指标主要是噪声系数、增益、工作频率、电压驻波比和带内平坦度等，其中噪声系数和增益对整机性能影响较大。要实现最小噪声系数传输，必须使负载阻抗与源阻抗相匹配，这就需要插入匹配网络。放大管存在最佳源阻抗Zopt，LNA的输入端应按Zopt进行匹配，此时放大器的噪声系数最小。为了获得较高的功率增益和较好的输出驻波比，输出端采用共轭匹配方式。如果增益不够，则需要采用多级放大器。

n个放大器级联的噪声系数[2]为：

式中，Nf为放大器整机噪声系数，Nfn和Gn分别是第n级放大器的噪声系数和功率增益。由式(1)可知，在多级网络级联时，放大器的噪声系数主要由第一级决定。因此，要获得好的噪声性能，必须按最佳噪声匹配设计输入匹配电路。

低噪声放大器要有一定的增益，其大小要适中。太大会使后面的混频器由于输入太大而产生非线性失真；而为了抑制后面各级对系统噪声系数的影响，增益又不能太小[3]。

需要特别注意的是，微波放大器由于器件内部S12的作用会产生内部反馈，可能使放大器工作不稳定而导致放大器的自激，因此在做端口匹配前，先要判断放大器的稳定性。判断放大器绝对稳定的条件[4]为：

式中，K为判断晶体管是否稳定的林威尔系数；Δ为晶体管绝对稳定性的辅助判定因子；S11、S12、S21、S22分别是晶体管形成的二端口网络的4个散射参数。改变放大器自身稳定性可以采取多种方法，如串接阻抗负反馈法、铁氧体隔离器法以及阻性衰减器法等，常用的是串接阻抗负反馈法。

2 低噪声放大器的设计与仿真

LNA的设计实现主要包括器件选择、匹配网络设计、偏置电路设计、仿真优化以及测试与调试。

2.1 设计指标

低噪声放大器的主要技术要求：频率范围为10.3 dB～10.7 dB，噪声系数小于 2 dB，增益大于30 dB，输入回波损耗小于-10 dB。

2.2 器件的选择和级数的确定

选择合适的器件对LNA的设计至关重要。考虑以上技术指标，采用Fujitsu公司的HEMT（高电子迁移率晶体管）器件封装的FHX13和FHX35晶体管。由数据手册知，晶体管FHX13在频率为12 GHz时，最小噪声系数只有0.45 dB，增益为13 dB。为了达到设计要求，采用三级级联，并且第一级用FHX13作放大管，后两级用FHX35。

2.3 晶体管稳定性的判断

根据晶体管的S2P文件，FHX13在Vds=2 V、Ids=10 mA时以及FHX35在Vds=3 V、Ids=10 mA时的S参数和按式(2)计算得到的K值如表1所示。

表1 中心频率(10.5 GHz)处的S参数

结合表1数据和式(2)可知，FHX13是绝对稳定的，而FHX35存在潜在不稳定性，因此需要注意后两级匹配电路的设计。

2.4 匹配网络的设计

为了同时满足增益和噪声这两大主要指标，本文采用双向设计法，利用等资用功率增益圆和等噪声系数圆相结合的方法来实现既能满足噪声系数要求，又能满足增益要求的低噪声放大器[5]。

首先在ADS中画出等资用功率增益圆和等噪声系数圆[6]，取频率点为10.5 GHz，经过仿真后的结果如图 1所示。其中，细线是等增益圆，m1点是最大增益点；粗线是等噪声系数圆，m2点是最小噪声系数点。为了兼顾噪声系数和增益，选用m3点作为匹配设计点，图中显示了该点处呈现在放大器输入端的源反射系数ГS为0.692/139.959，利用Smith圆图对输入网络进行匹配设计。

在输出端共轭匹配状态下，ГL可表示为：

根据式(3)，求得 ГL为 0.455 4/41.546，再利用 Smith圆图进行输出匹配网络的设计。后两级匹配网络按照此法继续设计并对其进行优化，最终电路图如图2所示。

2.5 直流偏置电路的设计

偏置电路至关重要，合理的偏置能让放大器工作在最佳状态下。由于单电源自给偏压偏置缺乏灵活性，且源极不能直接到地，影响增益和噪声系数，还容易产生自激，所以本文采用双电源设计直流偏置电路，如图3所示。

为了使直流偏置电路与射频电路之间互不影响，在电源与晶体管之间加入了中心频率的四分之一波长微带线；为了实现更宽频率范围的良好滤波特性，采用了扇形开路块作为偏置滤波电路；为了减小直流偏置电路所引入的噪声，还在电源处添加了电容去耦。

此外，本设计的直流偏置电路的最大特点是采用了直流偏置反馈控制技术，可以避免因温度等因素的变化而对电路性能造成影响，提高了该电路的稳定性。如图3所示，当温度变化导致Ids增大时，由于三极管发射极的电流很小，可忽略不计，从而导致电阻R4上分压增大，发射极电压变小，基极与发射极之间的电压变小，进而使得集电极电流变小，Vgs变小。根据微波放大管的特性曲线，当Vgs变小时会引起Ids变小，因而可以维持之前的静态工作点，保持电路的稳定工作。

3 测试结果及分析

根据仿真结果得到的尺寸和结构，采用介电常数较为稳定的 Rogers的 RO4350B（介电常数为 3.66，厚度为0.508 mm，铜箔厚度为 0.035 mm，损耗角为 0.003）作为微带电路的材料基片。

对实体电路进行测试时，需要加上放大器的盖板并涂上吸波材料，以降低腔体效应的影响。使用Agilent公司的E8363A矢量网络分析仪测试增益和输入回波损耗，测试结果如图4所示。图4显示，在频率为10.5 GHz时的增益为 34.54 dB，输入回波损耗优于-10 dB，并且在10.2 GHz～10.8 GHz的频带内，增益和输入回波损耗都达到了设计指标。

本文采用Y因数法计算噪声系数，其计算公式为：

其中，ENR使用R&S公司的FSP-40频谱分析仪进行测试，测试结果如图5所示。由图5可知，输出噪声功率谱密度在噪声源开启和关闭时的时差为12.07 dB。在频率为10.5 dB时，从ENR头读出的NF值为13.71 dB。根据式(4)得到噪声系数为 1.92 dB(小于 2 dB)，因此满足设计的要求。

图6显示了在不同温度条件下对电路进行测试的情况：图6(a)显示在温度为80℃时测得的在 10.2 GHz～10.8 GHz的频带内的增益(虚线所示)以及输入回波损耗(实线所示)；图 6(b)显示在温度为 120℃时测得的在10.2 GHz～10.8 GHz的频带内的增益(虚线所示)以及输入回波损耗(实线所示)。经过测试，在温度为80℃时，该LNA的噪声系数为 1.93；在温度为 120℃时，该 LNA的噪声系数为1.93。通过上述对比发现，在温度发生变化时，所设计的低噪声放大器的性能没有明显变化，能够满足工程设计的需要。