顺时电流法的单相光伏并网发电系统

郭殿林

(黑龙江科技大学 电气与控制工程学院，哈尔滨 150022)

随着光伏发电技术的迅猛发展，光伏电源正在由独立运行向并网发电的方向发展[1]。针对单级式光伏发电技术控制目标多，容易相互冲突，难以兼顾的缺点，两级式光伏并网拓扑结构得到了广泛的应用，成为当前光伏并网系统的标准应用形式之一[2]。其直流链逆变器是一种采用高频 DC－DC变换器将光伏阵列模块产生的电压放大，然后通过DC－AC逆变器将DC－DC变换器产生的直流电流转换成正弦交流电流注入电网的逆变器。考虑系统的成本、效率及可靠性等因素，笔者提出采用改进型双路交错并联双管正激变换器作为两级式光伏并网拓扑结构中的直流链变换器，单相全桥为单相逆变器，输出采用LC滤波的系统结构。

1 工作原理

系统DC－DC变换器交替工作，向副边传输能量，通过二极管D1和D2或D3和D4向电源回馈能量，实现铁芯磁复位，电路结构简单;并且主功率管关断期间只承受电源电压，在同样开关频率下，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，这样减小了输出滤波电感的体积;并联结构可以使每个并联支路流过更小功率的电流，提高了系统的可靠性。采用F2812作为直流变换器直流电压变换和功率跟踪控制的核心，通过采集光伏阵列输出的电压和电流，按照最大功率点跟踪的算法，实现输出电压稳定。其原理如图1所示。

图1 交错并联双管正激拓扑原理Fig.1 Interleaving two-transistor forward topology

图1所示为具有LC无损吸收电路的改进型交错并联双管正激变换器，交错并联双管正激变换器的工作原理在文献[3－4]中已有论述，具体的工作的波形如图2所示。Ugs1为开关管的驱动信号，Udc为开关管漏源极间电压，UT为变压器原边电压波形，UD1为二极管电压波形，ILM为变压器原边电流，UC为LC无损吸收电路电容两端电压波形，IL为谐振电感的电流。该电路的改进在于将开关管双并联，副边增加了RCD尖峰干扰信号的抑制电路，对开关管进行了保护，提高了系统的抗干扰能力，为后级逆变器提供了稳定的直流电压。

图2 LC无损吸收电路工作原理波形Fig.2 Wave of LC lossless snubber circuit

2 控制策略

为了实现逆变器输出电流并网，防止电网电压倒灌，直流母线电压大于输出电压，直流母线电压为400 V，该直流变换器的控制采用TI公司的DSP为控制器，利用MPPT调节使最大功率点稳定，具有初步估计的优点。虽然寄生参数的谐振会使变压器出现小范围的双向磁化，但由于该电路谐振参数均较小，因此，变换器最大占空比取为0.5，两个并联的双管正激变换器轮流导通，形成互补关系，利用DSP中事件管理器中定时器1产生PWM脉冲，由PWM1和 PWM2输出互补脉冲，PWM1驱动 Q1、Q2、Q3、Q4，PWM2驱动 Q5、Q6、Q7、Q8。

最大功率点跟踪(MPPT)电导增量法是根据光伏阵列模块P－U曲线最大值PMPP处的斜率为零得到的方法[5－8]。有:

3 设计方法

图3 导纳增量法的控制流程Fig.3 Control flow chart of conductance increment method

单相光伏并网逆变器采用单相全桥为主电路，输出滤波为LC滤波，控制策略通过采样电网电压调制的方波信号，输出正弦基准信号，测量输出的逆变电压与基准正弦信号比较，对误差进行PI调节，PI调节输出作为并网电流的基准电流，该电流与电感电流和输出电流的和作比较，进行比例调节输出与三角波比较产生PWM波。具体PSIM仿真控制原理如图4所示。

图4 仿真控制原理Fig.4 Simulation control principle

3.1 D/A的设计

正弦基准信号的产生通过DSP与D/A来实现，D/A采用MCP4821，该器件为单通道12位缓冲电压输出的数模转换器。具有SPI兼容串行外设接口，器件内部具有高精度电压基准源(Uref=2.048 V)，通过设定增益选择选项位将器件的满量程配置为4.096 V。D/A输出电压波形通过二阶有源滤波电路变为正弦基准电压信号，基准正弦波产生电路如图5所示。

图5 基准正弦波产生电路Fig.5 Circuit of reference sine wave

3.2 并网锁相环

该系统采用软件进行锁相，通过将电网电压变换为方波信号，利用DSP的捕获中断实现电流锁相跟踪控制。当DSP发生捕获中断时，首先读取捕获寄存器的值，计算频率是否在工频范围内，当捕获计算频率值超过这个范围时则继续捕获判断，在几个上升沿后确定为捕获到工频后即输出正弦基准信号。由于信号处理的延迟和滤波电路的存在，逆变器并网时，逆变电压滞后于电网电压一定时间，除了软件上改进外，可以通过调节交流信号的过零点和增加输出电流的反馈等，可以改善输出电压和电流的跟踪效果。

4 结果与仿真

实验样机变换器功率为3 kVA，直流变换器变压器T1、T2原边匝数为25匝，副边匝数为53匝，变压器骨架为EE55，开关频率为50 kHz，开关管Q1－Q8为 SPW47N60C3，谐振电感 L1、L2为60 mH，原边LC无损吸收电路二极管 D1－D6，D11－D16为MUR1560，电容C1－C4为103/3 kV;副边整流二极管 D21、D22、D27、D28为 RHRG30120，反相恢复二极管D23、D25为 DES160－10A，LC 滤波电路中二极管D24、D26为 MUR15120，电感 L3为 1.2 mH，电容 C7、C8为 103/3 kV，C11、C12为 630 μF/450 V。逆变器输出电感为1.1 mH，电容为220 μF。图6为直流变换器变压器原边和吸收电容的PSIM仿真波形，图7为对应的实验波形，图7a横坐标每格为5 μs，纵坐标每格为55 V。图7b横坐标每格为5 μs，纵坐标每格为100 V。图8为逆变器仿真和实验波形。

图6 电压仿真波形Fig.6 Simulation wave of circuit

图7 电压波形Fig.7 Experiment wave of circuit

图8 逆变器的并网仿真和实验波形Fig.8 Experiment and simulation wave of inverter grid-connected

通过交错并联正激变换器的PSIM仿真波形可以看出交错并联正激变换器理论分析的正确性，并网的仿真波形和实验的波形充分验证了瞬时电流法控制策略的可行性。

5 结束语

采用两路交错并联双管正激变换器，实现了光伏并网系统直流变换。功率点跟踪统计表明实现了MPPT，电感电流与输出电流的瞬时反馈实现了输出电压和电流的单位功率因数以及输出电压跟踪电网电压。仿真和实验结果表明，单相光伏并网系统并网成功，且控制方法简单可靠，变换器的效率达到95.6%，具有一定的实用价值。

[1]SICHENG CHENG WANG，SHI JIE YU.Development of a 3W dispatching grid-connected inverter[J].Acta Energiae Solaris Sinica，2001，22(1):17－20.

[2]蒋燕君.单相两级式光代并网功率变换器的研究[D].杭州:浙江大学，2006.

[3]李建婷.交错双管正激变换器的研究[D].武汉:华中科技大学，2006.

[4]FENG HAN，DEHONG XU，LEE Y S.Comparision of interleaving methods of two-transistor forward converter[J].Proc of IEEE PEDS，1999，14(5):632－637.

[5]徐鹏威，段善旭，刘 飞，等.几种光伏系统MPPT方法的分析比较及改进[J].电力电子技术，2007，41(5):3－5.

[6]陈 剑，赵争鸣，袁立强，等.光伏系统最大功率点跟踪技术的比较[J].清华大学学报，2010，50(5):700－704.

[7]郭殿林，王 欢，陈国民.级联型多电平变换器单元电路控制策略仿真[J].黑龙江科技学院学报，2012，22(6):621－625.

[8]ISMAIL HOSSAIN MD，SHAKIL AHAMED KHAN，SHAFIULAH MD，et al.Design and implementation of MPPT controlled grid connected photovoltaic system[C]//2011 IEEE Symposium on Computers ＆ Informatics，New York:IEEE Press，2011:284－289.