单相光伏并网逆变器共模电流的分析与抑制

吴 亮 ，杨 勇，朱忠奎

（1.苏州大学机电工程学院，江苏苏州 215006；2.苏州大学城市轨道交通学院，江苏苏州 215006）

1 引言

太阳能光伏发电是太阳能利用的一种重要形式。自1954年美国贝尔实验室首次发明了以pn结为基本结构的晶体硅太阳能电池以来，光伏发电技术得到了飞速发展［1-2］。“太阳屋顶计划”在欧美及日本等国得到了广泛地推广。我国的光伏产业相对发达国家起步较晚，但近年来以每年平均50%的速度高速增长［3］，太阳能光伏发电已成为可再生能源领域中的热点［4-5］。

逆变器是光伏并网系统的核心部分，是连接光伏阵列与电网的关键部件［6］，主要完成光伏阵列的最大功率点跟踪 (Maximum Power Point Tracking，MPPT)以及对并网电流的控制［7-8］，同时，在电网故障时还可以实现孤岛保护［9-10］。早期的并网逆变器输出端一般会安装工频隔离变压器，以实现电压调节与电气隔离，同时阻止了系统向电网注入直流分量。然而，工频变压器增加了系统的体积、重量、成本，同时降低了系统的效率［11-12］。有研究者提出在系统的直流输入侧插入高频变压器［13］，虽然系统的体积、重量以及成本得到了降低，但系统功率级数较多，电能变换更为复杂，系统效率也没有得到明显提高。因此，无变压器型非隔离光伏并网逆变器成为了目前的研究焦点，由于去除了变压器，系统的重量、体积、成本大大降低，同时降低了能量损耗，从而有效提高了系统的工作效率［14］。

由于缺少了变压器的电气隔离，系统与电网之间直接电气相连。而光伏系统与大地间存在着寄生电容，电容量可达50～150nF/kW［15］，且随着环境湿度的增加而变大。该寄生电容与系统滤波元器件以及电网形成了共模谐振电路，当寄生电容上共模电压变化时，将会产生较大的共模电流，即漏电流，从而可能引起并网电流的畸变，降低了系统的电磁兼容性，并会给人员操作带来安全隐患［16］。各国认证标准均对并网逆变器的漏电流作了严格的限定，德国DIN VDE 0126-1-1明确规定，当漏电流峰值大于300mA时，光伏并网系统必须在0.3s内与电网断开［17］。

由此可见，共模电流的抑制成为了非隔离型光伏并网逆变系统必须解决的问题。本文首先分析了产生共模电流的基本原理，研究了抑制共模电流的基本策略以及几种能有效抑制共模电流的拓扑结构，然后建立了光伏发电系统的仿真模型，通过仿真验证了这几种拓扑结构的可行性，最后对这几种拓扑结构作了分析与对比。

2 单相全桥非隔离型光伏并网逆变系统的共模分析

图1所示为单相全桥光伏并网逆变系统的拓扑结构。文献［18］对该拓扑结构作了共模分析，a、b两点为系统交流输出点，以直流母线o点为参考，设uao、ubo分别为a点、b点对o点的电压差，uL1、uL2为电感L1、L2上的压降，uPV为光伏阵列的输出电压，ug为电网电压，ucm为寄生电容上的共模电压，icm为谐振回路中的共模电流。

图1 单相全桥光伏并网逆变系统的拓扑结构

以电网电流正半周期为例，根据基尔霍夫电压定律，可列出共模谐振回路的电压方程为：

单相全桥非隔离型光伏并网逆变系统所产生的共模电流在电感上的压降较小，可忽略不计；又由于电网ug为工频电网电压，其在寄生电容上所产生的共模电流也可忽略不计。而uao、ubo为高频脉冲电压，所以该拓扑结构的共模电流主要由uao、ubo激励产生。因此，由式（1）、（2）相加可得：

令寄生电容的电容量为Cm，因此流过寄生电容上的共模电流为：

由公式（3）、（4）可知，若要使共模电流icm的值减小，就必须保持共模电压ucm的恒定，即uao+ubo的值保持恒定。由于uao、ubo为PWM高频脉冲电压，而不同的PWM控制策略所产生的高频脉冲电压uao、ubo的大小是不同的，因此共模电流相差也很大。对于单相全桥拓扑结构来说，可采用不同的PWM控制策略，常见的有单极性调制和双极性调制。下面分别对单极性调制和双极性调制所产生的共模电流进行分析讨论。

2.1 单极性调制

若采用单极性调制，对于图1所示的单相全桥拓扑结构，以电网电流正半周期为例，开关管S4保持常通，而S1、S2采用PWM高频脉冲调制使其互补通断。该调制模式下所产生的共模电压分析如下［18］：

（1）S1、S4导通，S2关断

（2）S2、S4导通，S1关断

由于电网电流正、负半周开关调制相类似，则由式（5）、（6）可知，采用单极性调制的单相全桥光伏并网系统所产生的共模电压的幅值在0和0.5uPV之间变化，且变化频率与高频PWM脉冲频率一致，因此由前面分析可知，采用单极性调制的系统将会产生较大的共模电流。

2.2 双极性调制

若采用双极性调制，对于图1所示的全桥拓扑结构，开关管对角互补通断，即S1、S4导通时，S2、S3关断；S2、S3导通时，S1、S4关断。该调制模式下所产生的共模电压分析如下［18］：

（1）S1、S4导通，S2、S3关断

（2）S2、S3导通，S1、S4关断

由式（7）、（8）可知，采用双极性调制的单相全桥光伏并网系统所产生的共模电压的幅值为0.5uPV，由于光伏阵列输出电压uPV稳态时近似不变，因此系统所产生的共模电流近似为零。

虽然双极性调制可以有效抑制系统共模电流的产生，但其4个功率开关管都以较高的开关频率工作，导致了较高的开关损耗，极大地限制了光伏并网逆变系统的工作效率。在实际应用中，对逆变系统的拓扑结构作适当改变，既能抑制共模电流的产生，同时又能兼顾系统效率问题。

3 抑制共模电流的拓扑结构

3.1 带交流旁路的全桥拓扑

文献［19］提出了一种带交流旁路的全桥拓扑结构，如图2所示。在该拓扑结构中，系统交流侧增加了两个由功率开关管和二极管所组成的双向续流电路，使续流回路与直流侧断开，从而抑制共模电流的产生。

图2 带交流旁路的全桥拓扑结构

该拓扑结构开关管的控制顺序为：在电网电流的正半周期，S5始终导通，S6始终关断，S1、S4采用PWM高频脉冲信号控制其通断；在电网电流的负半周期，S6始终导通，S5始终关断，S2、S3采用PWM高频脉冲信号控制其通断。以电网电流正半周期为例对该拓扑结构进行共模分析，负半周期与此相似。

（1）S1、S4与S5同时导通

（2）S1、S4关断，S5导通，电流经过S5与S6的反并联二极管续流

由式（9）、（10）可知，当uPV不变时，系统共模电压保持0.5uPV恒定，因此产生的共模电流很小。在该拓扑结构中，开关管压降为0.5uPV，为采用双极性调制的单相全桥拓扑结构中开关管压降的一半，因此大大降低了开关损耗，提高了系统效率。

3.2 带直流旁路的全桥拓扑

带直流旁路的全桥拓扑结构如图3所示［20］。在该拓扑结构中，直流侧正负两端分别增加了一个功率开关管和一个二极管，同样能够使续流回路与直流侧断开，从而抑制共模电流的产生。

图3 带直流旁路的全桥拓扑结构

该拓扑结构开关管的控制顺序为：在电网电流的正半周期，S1、S4保持常通，S5、S6采用PWM高频脉冲信号控制其通断；在电网电流的负半周期，S2、S3保持常通，S5、S6采用PWM高频脉冲信号控制其通断。以电网电流正半周期为例对该拓扑结构进行共模分析，负半周期与此相似。

（1）S1、S4、S5及S6同时导通

（2）S1、S4导通，S5、S6关断，电流经S1与S3的反并联二极管或S4与S2的反并联二极管续流

由式（11）、（12）可知，系统共模电压保持恒定，因此产生的共模电流很小。在该拓扑结构中，开关管S5、S6的管压降为0.5uPV，且S1～S4采用工频调制，降低了系统的开关损耗，故效率比带交流旁路的全桥拓扑结构的效率高。

3.3 H5拓扑

H5拓扑结构由德国SMA公司提出，并在其生产的光伏逆变器中得到广泛应用。该拓扑结构在直流侧增加了一个功率开关管，使续流回路与直流侧断开，其拓扑结构如图4所示［18，21］。

图4 H5拓扑结构

该拓扑结构开关管的控制顺序为：在电网电流的正半周期，S1保持常通，S4、S5采用PWM高频脉冲信号控制其通断；在电网电流的负半周期，S3保持常通，S2、S5采用PWM高频脉冲信号控制其通断。以电网电流正半周期为例对该拓扑结构进行共模分析，负半周期与此相似。

（1）S1、S4及S5同时导通

（2）S1导通，S4、S5关断，电流经过S1与S3的反并联二极管续流

由式（13）、（14）可知，系统共模电压保持恒定，因此产生的共模电流很小。该拓扑结构开关数量少，损耗低，减少了成本，控制简单，系统效率高，其最高效率能达到98.1%，欧洲效率可达97.7%［18］。

3.4 H6拓扑

H6拓扑结构如图5所示［22-23］。该拓扑结构由6个功率开关管和两个二极管组成。其中开关管S5、S6与二极管D1、D2构成续流支路，使续流回路与直流侧断开，抑制了共模电流的产生。

图5 H6拓扑结构

该拓扑结构开关管的控制顺序为：在电网电流的正半周期，S6保持常通，S1、S4采用PWM高频脉冲信号控制其通断；在电网电流的负半周期，S5保持常通，S2、S3采用PWM高频脉冲信号控制其通断。以电网电流正半周期为例对该拓扑结构进行共模分析，负半周期与此相似。

（1）S1、S4及S6同时导通

（2）S6导通，S1、S4关断，电流经过D1与S6续流

由式（15）、（16）可知，当uPV不变时，系统共模电压保持0.5uPV恒定，因此产生的共模电流很小。由于开关管S5、S6采用工频调制，故开关损耗低，其最高效率可达98.3%，欧洲效率可达98.1%［23］。

4 仿真模型建立与结果分析

本文采用了Matlab/Simulink 7.1建立了一个2kW的系统等效仿真模型，仿真模型框图如图6所示。

图6 系统仿真模型框图

图中Vdc为光伏阵列，CP为寄生电容，Lf、Rf、Cf组成系统滤波电路，Lgrid、Rgrid、Rg分别为电网等效电感、等效电阻以及对地等效电阻，Vac为交流电网有效值。系统参数设置如表1所示。

表1 仿真模型系统参数设置

ө 该系统仿真模型采用的控制策略如图7所示，其中Vdc为400V恒定直流源，对交流输出电压Vac通过锁相环（PLL）得到电网角度θ，电流给定igrid为10A。

图7 系统控制策略

根据上述仿真模型，可以得到各拓扑结构的共模仿真波形，如图8～13所示。其中图8为单极性调制的共模仿真波形，由图可知，其共模电压在0V与400V之间变化，因此产生了较大的共模电流，最大值可达1A；图9为采用双极性调制的共模仿真波形，其共模电压保持400V不变，因此产生的共模电流几乎为零；图10、11分别为带交流旁路拓扑结构和带直流旁路拓扑结构的共模仿真波形，其共模电压均在400V左右变化，且变化幅度很小，因此产生的共模电流也很小，最大值小于10mA。图12、13分别为H5、H6拓扑结构的共模仿真波形，其共模电压变化幅度在±30V以内，因此产生的共模电流也很小，在10mA左右。

图8 单极性调制共模仿真波形

图9 双极性调制共模仿真波形

图10 带交流旁路拓扑共模仿真波形

图11 带直流旁路拓扑共模仿真波形

图12 H5拓扑共模仿真波形

图13 H6拓扑共模仿真波形

实验与仿真结果证明，上述几种拓扑结构共模电压变化范围小，均能有效抑制共模电流的产生，使其保持在20mA以内。

5 不同拓扑结构的对比

以上4种拓扑结构均能有效地抑制共模电流的产生，使其控制在20mA以内，但由于所含功率器件数目的不同以及调制方式的不同，这4种拓扑结构的功率损耗及效率都有所差异。带交流旁路的全桥拓扑结构对比双极性调制的全桥拓扑结构，开关管的压降降低一半，减小了开关损耗。带直流旁路的全桥拓扑结构的开关管数量与带交流旁路的全桥拓扑结构的开关管数量一致，但由于其全桥臂4个开关管都采用工频调制，因此开关损耗低于带交流旁路的全桥拓扑结构。H5拓扑结构功率器件数量较少，采用了独特的调制方式，开关损耗低，工作效率高。H6拓扑结构与H5拓扑结构调制方式十分相似，因此工作效率也十分接近。如表2所示是对以上4种拓扑结构的共模电流以及工作效率的对比表。

表2 不同拓扑结构共模电流与效率对比

6 总结

本文分析了单相非隔离型光伏并网逆变系统共模电流的产生原理与抑制共模电流的基本方案，研究了4种能够有效抑制共模电流的拓扑结构，并建立了光伏发电系统的仿真模型，通过仿真验证了这几种拓扑结构的可行性。最后结合系统工作效率，对这几种结构作了对比分析，从对比分析可知，H5、H6拓扑产生的共模电流小，系统工作效率高，因此H5、H6拓扑结构在光伏发电系统中得到广泛应用。

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