基于飞兆FSD器件的开关电源*

李文峰，蒋 玉，韩 非

（西安科技大学，陕西 西安 710054）

开关电源是一种电能转换的表现形式，随着集成电路的不断发展，开关电源越来越趋向于高频化、模块化、绿色化和数字化[1]。本文主要介绍由飞兆半导体公司研发的FSD系列绿色器件实现的反激式开关电源的设计，该设计的目的是将其应用于UPS电源中的供电和充电环节，以实现应急通信的后备电源。

1 开关电源的工作原理

FSDx321系列器件是飞兆半导体公司专用的开关电源器件，它具有高度集成的特性，将开关管与PWM控制器集成到一个芯片里，减少了外部元器件的使用。它的内部集成了脉冲宽度调节器、抗恶劣环境FET、高压电源开关稳压器[2]。相较于分立的MOSFET、控制器或RCC开关转换器，FSDx321减少了总元件数量，缩小了设计尺寸，减小了重量，同时提高了效率、生产力和系统的可靠性[3]。由它实现的开关电源的原理如图1所示。

开关电源采用反激式拓扑结构，核心芯片是飞兆半导体的FSDH321。该部分电路的作用是将220 V的交流电转换为15 V的直流电。接通交流电源后，220 V的交流高压经过共模电感滤除高频共模噪声，通过安规电容来抑制信号传输的EMI干扰，经过桥式整流、大电容滤波产生一个约308 V的直流高压，再通过限流电阻加到芯片的管脚。电路上电后，与VSTR连接的芯片内部开关闭合对与VCC管脚连接的外部电容充电，当电压达到阈值电压12 V时，内部开关断开。电路进入稳定工作后，由变压器的辅助绕组提供 VCC的工作电压，C11、C9、C19是滤波电容。FSDx321内置的MOSFET在闭合期间，电流在功率变压器的初级绕组内流动，并将电能转换为磁能储存在变压器的初级线圈里[4]。当MOSFET断开时，由于变压器绕组内的电流不能突变，此时通过刺激的整流二极管D6将能量传递到次级电路[5]。在MOSFET关闭期间，由于变压器漏感产生感应电压加在开关管的漏极上，若电压过高可能损坏管子，因此在输入直流高压与MOSFET之间设计了能够吸收电压尖峰的RCD吸收缓冲电路。电路的输出电流可通过与IPK连接的外部电阻来调节。当IPK悬空时，电路具有最大输出电流700 mA。采样电阻R10通过将采样电流转变成电压信号与TL431组成的基准电压进行比较来控制JC817的内部发光二极管的发光强度，内部的光敏三极管接收到不同的发光强度后反馈给芯片的VFB端来调节电路正常工作的占空比。 图 1 中的 C22、C14、C15、C23、C16、C17 是输出滤波电容[6]，由于输出的滤波电容具有滤除纹波的作用，如果电容的ESR过高，将会产生较大的等效能量，这个能量在电容上会产生热量，长时间的积累将会损坏电容，故将C22和C23设计为高频低阻系列。

图1 开关电源电源原理图

2 开关电源参数的设计

2.1 变压器的设计

反激式电源变换器设计的关键因素之一是变压器的设计。此处的变压器不是真正意义上的变压器，而是一个由磁芯和线圈构成的能量存储装置。在变压器初级导通期间，能量存储在磁芯的气隙中，关断期间存储的能量被传送给输出。初、次级的电流不是同时流动的，因此它更多地被认为是一个带有次级绕组的电感[7]。变压器设计应遵循在最坏的情况下也能稳定工作的原则，也就是开关电源处于最低电压最大负载情况下能够稳定工作，此时变压器一次侧的电感量为：

其中，VmDCin为最小输入直流电压；Dmax为最大占空比，与原边的反激电压和最小直流输入电压有关，这里取为0.445；KRF为最坏情况下的纹波系数；fs为开关频率；PIN为输入功率，Po（max）为最大输出功率。由于实际变压器存在一定的漏感，为减小能耗，漏感应尽可能小。在变压器的设计中，首先要选择所用的磁芯材料和磁芯结构。磁芯材料要考虑的最主要因素是它的工作频率处的损耗和磁感应强度。查表可知[8]，工作频率为100 kHz时的最大工作磁感应强度 Bmax的范围是 0.25Bs～0.4Bs。高频变压器的 Po（max）与磁芯截面积 Ae和窗口面积 AP存在如下关系：

由实际功率可以计算出最大输出功率 Po（max），升压开关电源的效率η一般为80%～90%之间，窗口利用系数Ku取典型值为0.29，电流密度Kj一般取值是600 A/cm2。每个磁芯都有固定的Ap，在厂家提供的磁芯参数表里查询大于或等于所求数值的磁芯即符合设计要求。

在DCM的工作模式下，原边的绕组匝数为：

在选定磁芯后，Bmax就确定了，副边绕组匝数Ns与原边绕组Np的关系为：

其中，VO是输出电压，VF是整流二极管的正向导通压降。

流过原边绕组的电流 Iin（max）及峰值电流Ipk决定了绕组线颈的选择，它们的公式分别为：

由电流密度的定义可以求出线径d的大小：

变压器设计为一个反复验证的过程，初步计算完成后，应通过最大磁感应强度和趋肤效应的大小来验证其合理性，如果不合适应重新设计以满足要求。

2.2 整流二极管和滤波电容的选择

在开关电源中，整流二级管及滤波电容的选择应根据电路的最大感应电压和电流的有效值，在选取时要使器件留有足够的裕量[9]。通常取二极管的反向电压大于2倍的直流输出电压，正向电流大于1.5倍的直流输出电流。滤波电容的选择主要考虑电源通过时的纹波电压大小及耐压值是否足够大，综合考虑应选取高频低阻系列。

2.3 RCD钳位吸收电路

RCD吸收电路具有结构简单、成本低廉的特点，所以在以集成电路为核心的开关电源里应用广泛。但是由于RCD电路的钳位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，会影响开关电源的效率。它的原理图如图2所示。

图2 带RCD吸收电路的反激变换器原理图

当开关管导通时，输入电压VIN加在变压器绕组上，由于D反向偏置，阻止钳位电容的放电，所以电容C上电压为零。当开关管关断时，变压器的漏感能量给Cs充电直至其上的电压达到VIN，二极管导通，钳位电容上的电压组件上升，即Cs上的电压也逐渐上升直到达到2VIN。接着，电阻R会消耗掉电容上的电量，直到电容上的电压返回到原来的值。电路达到稳态后，箝位电容电压会自动调整，直到多余的能量消耗在电阻上。如果没有RCD缓冲电路，漏感中的能量将会在开关转换瞬间加在Cs上，开关管将会承受较高的电应力，极易导致开关管损坏[10]。

首先确定吸收电路的应吸收的功率P：

其中，V是吸收电路两端的电压，T1是漏感电流释放至零的时间，T为开关周期，f为开关频率。若忽略D的压降，加在吸收电路两端的电压为 V=（Vo+Vp）N，所以：

由式（10）可知，吸收电路吸收的功率和电阻消耗的功率应完全相等。即：

整理式（9）、（10）可得：

C值的选择与开关频率相关，开关频率低时应增加C的值；D应选取超快恢复二极管。

3 实验结果及设计总结

通过最终产品的运行证明该设计能满足需要的各项功能。开关电源工作在100 kHz的输出电压是15 V，纹波电压控制在1%左右。输出电流是0～700 mA，电源在115 VAC～245 VAC输入的范围内工作效率大于80%。电源小板的大小只有80 mm×45 mm。图3和图4是用示波器所测的开关电源的直流输出及纹波电压波形。

图3 输出直流电压波形

图4 空载输出纹波

由图可知，实际测量值满足要求，与计算吻合。通过图1可以看出，使用FSD系列电源芯片的外围元件较少，由于电源芯片内部的电路设计和软启动技术使得电路的EMI较小，满足电路对传导EMI的要求，且安规方面也满足3C认证的要求。该电源的设计简单易行，成本较低，适合于需要相同规格的开关电源系统，且飞兆的FSD集成电源芯片使得整个设计时间较少，电路简单，在成本上具有很大优势。

[1]陈国呈.新型电力电子变换技术[M].北京：中国电力出版社，2004.

[2]HE X， FINNEY S I， WILUAMSB W， et al.An improved passive lossless turn-on and turn-off snubber[C].Eighth Annual Applied Power Electronics Conference， 1993：385-392.

[3]张庆，程红，陈耀兵.基于TOP系列芯片UPS电源设计[J].电源技术，2009，33（9）：813-815.

[4]浣喜明.电力电子技术[M].北京：高等教育出版社，2004.

[5]Li Zhensen，Xu Junming.The research of clamp circuitsin 50 W Fiyback switchingpowersupplywith high power factor[J].电子器件，2009，32（6）：1055-1058.

[6]JI C，SMITH K M，SMEDLEY K M.Cross regulation in flyback converters：solutions[C].The 25th Annual Conference ofthe IEEE IndustrialElectronicsSociety， IECON′99 Proceedings， 1999（1）：174-179.

[7]PRESSMAN A I， BILLING K， MOREY T.开 关电 源设计（第三版）[M].王志强，肖文勋，虞龙，等，译.北京：电子工业出版社，2010.

[8]徐强，董威，田俊杰，等.反激式开关电源变压器的设计[J].中国测试，2009，35（3）：74-77.

[9]杨立杰.多路输出单端反激式开关电源设计[J].现代电子技术，2007，30（6）：23-26.

[10]李保杰.深入分析断续模式反激式电路[J].国外电子元器件，2008（2）：66-72.