改进型Quasi-Z源逆变器

汪成明，孙春霞，滕青芳

（兰州交通大学 电子与信息工程学院，甘肃 兰州 730070）

1 引言

电压型逆变器广泛应用于功率变换技术中，但传统的电压型逆变器同一个桥臂的上下功率开关不能同时开通，否则会造成短路现象的发生，从而损坏逆变器，因此需在上下桥臂的开关信号之间加入死区时间，但死区时间的加入又会带来输出波形的畸变。另一方面，逆变器输出电压低于直流输入电压，在输入电压较低或变化范围较大的场合下，需要在前级加一级升压变换器，导致系统整体结构复杂、效率变低。

文献［1］提出Z源逆变器可克服电压源逆变器的上述不足，为功率逆变技术提供了一种低成本、高可靠性的单级式升降压逆变器理论及实现方案。其具有以下优点：

1）利用2个电容、2个电感组成 Z源，能够实现单级的升降压；

2）无死区时间，从而消除传统逆变器由于死区时间带来的输出噪声；

3）位于一个桥臂上的上、下2个功率开关管可直通，利用直通状态提高直流输入电压，并增强逆变器的抗干扰能力。

Z源逆变器的上述优点使它在燃料电池发电、光伏发电和直趋式风力发电等新能源场合具有潜在的应用前景。

传统Z源逆变器存在输入电流不连续、电容电压应力大、启动冲击电流大等问题。近几年国内外许多学者都致力于Z源逆变器的研究，如：文献［2－7］主要针对Z源逆变器的控制策略进行改进。文献［8－12］主要针对Z源逆变器的电路拓扑结构进行改进。其中文献［8］提出Quasi－Z源逆变器，不仅具有传统Z源逆变器的优点，而且克服了传统Z源逆变器电容电压过高，输出电流不连续的缺点。

本文在文献［8］提出的传统Quasi－Z源逆变器拓扑的基础上，对其拓扑结构进行改进，利用传统Quasi－Z源模块的混联及串联，提出两种新的电路拓扑结构，与传统Quasi－Z源逆变器具有相同的升压倍数，同时极大地减小了电容电压，并有效降低了电路启动时电感电流的峰值。本文通过理论分析和仿真研究，验证了两种改进型Quasi－Z源逆变器拓扑结构的正确性和有效性。

2 传统Quasi－Z源逆变器

图1为传统Quasi－Z源逆变器拓扑结构。Quasi－Z源逆变器除了与传统电压型逆变器一样存在8种开关矢量之外，还多了1种直通零矢量状态，因此其具有9种矢量：即6种有效矢量、2种传统零矢量和1种直通零矢量。直通零矢量与传统零矢量一样，不会对输出电压产生影响。它是插入到传统零矢量中，使得同一个桥臂的2个功率开关管导通而得到。Quasi－Z源逆变器就是通过这个特有的直通零矢量而得到了升压能力。

图1 传统Quasi－Z源逆变器拓扑Fig.1 Topology of traditional Quasi－Z source inverter

由文献［8］可知，针对图 1的传统 Quasi－Z源逆变器的电容电压可表示为

逆变器直流端的峰值电压为

其中：设T为一个开关周期，t0为直通时间，t1为非直通时间，t0与t1的关系为t0+t1=T，直通占空比d=；升压因子B=≥1；由式（2）可知，Quasi－Z源逆变器输出电压峰值高于直流源电压，表示逆变器实现了升压功能。

逆变器输出的相电压峰值可表示为

式中：M为PWM逆变器的调制因子。

由式（3）可以看出，逆变器的输出电压是由d和M共同决定的，而且d和M之间存在约束关系：

由式（4）可以看出d不能无限制地增加，因为当d增大时，M的调制范围会随之减小，而小的调制因子会对输出电压质量产生不良的影响，因此限制了Quasi－Z源逆变器的升压能力。由式（2）可知当d接近1/2时，逆变器直流端的峰值电压会越来越大，同时由式（1）可知：UC1，UC2上的电压也会越来越大，则对电容的耐压有更高的要求，这样就增加了电容的体积、降低了电路的可靠性、增加了电路的成本。

3 改进Quasi－Z源逆变器

3.1 改进1型Quasi－Z源逆变器

改进1型Quasi－Z源逆变器拓扑见图2，增加传统Quasi－Z源模块，使得电容电压降低；同时为克服传统Quasi－Z源逆变器输入电流不连续的缺点，把电感放置在二极管与直流电源之间，保证了输入电流连续。

图2 改进1型Quasi－Z源逆变器拓扑Fig.2 Topology of improved Version 1 of Quasi－Z source inverter

改进1型Quasi－Z源逆变器的升压原理与传统Quasi－Z源逆变器相同，都是通过同一个桥臂的2个功率开关管同时导通而获得升压能力。

改进1型Quasi－Z源逆变器有直通和非直通2种工作状态，分别如图3a、图3b所示。

为了方便分析，假设在改进1型Quasi－Z源逆变器中：电容C1=C2=C3=C4=C5=C；电感L1=L2=L3=L4=L。当处于直通状态时可得如下方程：

当处于非直通状态时，可得如下方程：

逆变器直流端的峰值电压为

逆变器输出的相电压峰值可表示为

可见，改进1型Quasi－Z源逆变器的直流端峰值电压及输出相电压峰值与传统Quasi－Z源逆变器相同。

3.2 改进2型Quasi－Z源逆变器

改进2型Quasi－Z源逆变器拓扑结构如图4所示，利用传统Quasi－Z源逆变器模块进行串联，有效降低Quasi－Z源逆变器中电容的电压，减小启动时电感电流的峰值，同时缩短电路的响应时间。改进2型Quasi－Z源逆变器，其升压能力与传统Quasi－Z源逆变器也相同，同样是通过同一个桥臂的2个功率开关管同时导通而获得升压能力。

图4 改进2型Quasi－Z源逆变器拓扑Fig.4 Topology of improved version 2 of Quasi－Z source inverter

改进2型Quasi－Z源逆变器也有2种工作状态，即直通状态和非直通状态，如图5a和图5b所示。

图5 改进2型Quasi-Z源逆变器的2种工作状态Fig.5 Work state of the improved version 2 of Quasi-Z source inverter

为了方便分析，假设在改进2型Quasi－Z源逆变器中：电容C1=C2=C3=C4=C5=C；电感L1=L2=L3=L4=L。由电路的对称性可知：

则，当处于直通状态时可得如下方程：

当处于非直通状态时，可得如下方程：

逆变器直流端的峰值电压为

逆变器输出的相电压峰值可表示为

可见，改进2型Quasi－Z源逆变器的直流端峰值电压及输出相电压峰值与传统Quasi－Z源逆变器相同。

3.3 比较分析

对于传统Quasi－Z源逆变器、改进1型和改进2型Quasi－Z源逆变器，采用状态平均法分析，结果如表1所示。

表1 电容电压平均值Tab.1 Average voltages of capacitors

由表1结果可见，采用相同的占空比与控制策略的条件下，改进型Quasi－Z源逆变器在保持输出相电压相同的前提下，电容上承担的电压被有效的降低。改进1型Quasi－Z源逆变器的UC1，UC2均下降一半；改进2型Quasi－Z源逆变器的UC1，UC2下降一半，同时改进2型的UC3约为改进1型UC3的一半。

4 简单升压控制原理

Z源逆变器的控制策略的研究，主要集中在如何在传统的逆变控制方法中加入直通时间。Z源逆变器的控制策略主要有简单升压控制、最大升压比控制、基于空间矢量的控制、单周控制、滞环控制等控制策略。本文提出的两种改进型Quasi－Z源逆变器，利用了传统Quasi－Z源模块的混联及串联，在原电路中增加了一个传统Quasi－Z源模块，但其升压原理与传统 Quasi－Z源逆变器相同。所以，传统Quasi－Z源逆变器的控制策略完全可用于改进型Quasi－Z源逆变器。本文采用简单升压控制［13］，其拥有实现简单、开关管电流应力小等优点，在Z源逆变器的控制中广泛使用。图6为简单升压控制原理图。该控制方式是在传统PWM控制基础上，用正、负2个恒值电压Up和Un跟三角载波比较，在载波信号大于Up或小于Un时，逆变器的三相桥臂同时导通。

图6 简单升压控制法示意图Fig.6 Schematic diagram of simple boost control method

由图6中的几何关系可得直通占空比d为

式中：t0为直通时间；T为开关周期；Utri为三角载波幅值。

因为 Up≥ux（x＝a，b，c），则直通占空比的最大值为 dmax=1-M，结合式（4）可得 Quasi－Z 源逆变器的最大输出相电压峰值与调制比的关系为

通过上式，可以看出当M接近1/2时，逆变器输出相电压的峰值会快速提升，同时电容电压也随之快速增加，电路会处于恶劣的工作环境，逆变器的成本大大增加。改进型Quasi－Z源逆变器在采用与传统Quasi－Z源逆变器相同耐压等级电容的情况下，调制因子M可取更大值，以获得更大的输出电压。另一方面，调制因子M同时影响输出电能质量，低调制因子导致逆变器的基频逆变能力差，还会引入很高的总谐波畸变，降低逆变器的交流输出性能，可见，改进型Quasi－Z源逆变器在高电压增益输出电压的情况下，电路的稳定性、电能质量都得到了有效改善。

5 仿真分析验证

为了验证所提出的改进型Quasi－Z源逆变器拓扑相对于传统Quasi－Z拓扑的优越性，在理论分析的基础上以相同的参数对这3种拓扑在简单升压控制下进行了仿真研究，具体参数设置为：直流输入电压Ui=150 V；电感L1=L2=L3=L4=160μH；电容 C1=C2=C3=C4=1000μF；载波频率 f=10 kHz；占空比 d=0.358 。

仿真结果如图7～图9所示。图7为传统Quasi－Z逆变器、图8为改进1型Quasi－Z逆变器和图9为改进2型Quasi－Z逆变器在输入电压为150 V时的波形对比图。其中uab是线电压，ia是流过负载的相电流。

通过图7、图8、图93组图的对比可得：

1）3种电路拓扑结构的输出线电压、相电流相同；

2）电路启动时，流过电感L1电流的峰值：传统Quasi－Z逆变器接近200 A， 改进1型Quasi－Z逆变器小于150 A，改进2型Quasi－Z逆变器略大于100 A，说明改进型逆变器有效减小了电路启动时，电感电流的峰值；

图7 传统Quasi-Z源逆变器波形Fig.7 Waveforms of the trational Quasi-Z source inverter

3）电路中处于相同位置的电容的电压：改进1型Quasi－Z逆变器明显优于传统Quasi－Z逆变器；改进2型Quasi－Z逆变器与传统Quasi－Z逆变器相比，无论是启动时的最大值，还是稳态值均有大幅的减小；

4）与传统Quasi－Z逆变器电路响应时间相比，改进1型Quasi－Z逆变器有所改善，改进2型Quasi－Z逆变器明显减小。

图9 改进2型Quasi-Z源逆变器波形Fig.9 Waveforms of the improved version 2 Quasi-Z source inverter

6 结论

针对传统Quasi－Z逆变器的不足，提出了2种改进型Quasi－Z逆变器拓扑。与传统拓扑相比，在升压能力相同的情况下，改进型Quasi－Z逆变器能够有效减小电路启动时电容电压峰值及稳态电压，有效抑制电路启动时电感电流的峰值，同时缩短电路响应时间。其中改进1型Quasi－Z逆变器克服了传统Quasi－Z逆变器输入电流不连续的缺点；改进2型Quasi－Z逆变器相对于改进1型Quasi－Z逆变器，电容电压下降更加明显。理论分析与仿真结果验证了上述结论。

［1］Peng F Z.Z－source I nverter［J］.IEEE Trans.on Industry Applications， 2003， 39（2）： 504－510.

［2］丁新平，钱照明，崔彬，等.基于模糊 PID的 Z源逆变器直流链升压电路控制［J］.中国电机工程学报，2008，28（24）：31－38.

［3］杨水涛，丁新平，张帆，等.Z－源逆变器在光伏发电系统中的应用［J］.中国电机工程学报，2008，28（17）：112－118.

［4］Loh P C，Vilathgamua D M，Gajanayake C J，et al.Transient Modeling and Analysis of Pulse-width Modulated Z－source Inverter ［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，2007， 22（2）：498－507.

［5］陈宗祥，蒋赢，潘俊民，等.基于滑模控制的 Z源逆变器在单相光伏系统中的应用［J］.中国电机工程学报，2008，28（21）：33－39.

［6］张邵华，汤雨，谢少军.改进 Z源逆变器的三次谐波注入控制策略［J］.电工技术学报，2009，24（10）：114－119.

［7］张瑾，齐铂金.Z源三电平中点钳位逆变器中点电位平衡控制方法［J］.中国电机工程学报，2010，30（12）：7－13.

［8］Anderson J，Peng F Z.Four Q uasi－Z－s ource I nverters ［C］∥IEEE Power Electronics Specialist Conference.Greece：IEEE，2008：2743－2749.

［9］汤雨，谢少军，张超华.改进型 Z源逆变器［J］.中国电机工程学报，2009，29（30）：28－34.

［10］蔡春伟，曲延滨，盛况.增强型 Z 源逆变器［J］.中国电机工程学报，2011，31（S1）：259－266.

［11］侯世英，肖旭，张闯，等.改进型 Z 源逆变器［J］.电力自动化设备，2011，31（8）：24－31.

［12］刘孝辉，郑建勇，尤鋆，等.开关电感型Quasi－Z源逆变器［J］.电力自动化设备，2011，31（9）：65－68.

［13］LOH P C，V ilathgamuwa D M，G ajanayake C J，etal.Transient M odeling and A nalysis of P ulse W idth M odulated Z－source I nverter ［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22（2）：498－507