能馈型交流电子负载的研究

王 浩，曾岳南，刘锦辉

（广东工业大学 自动化学院，广东 广州510006）

0 引 言

各种交流电源装置（像交流稳压电源、交流UPS、变频器等）在出厂时都需要进行严格的老化实验（24－72 h）和相关的动态、稳态带载实验。交流电子负载可以模拟传统真实阻抗负载（用电器）的电力电子装置，具有体积小、重量轻、节省安装空间等优点。

目前，交流电子负载主要应用于各种电源的测试，而在变频器老化测试方面的应用却很少。在变频器出厂时，除了严格的常规检查外，尚需要逐一送入考机房进行100 h 45℃高温运行测试，再安装到机床上运行48 h，确认合格方可出厂。做这样的老化拷机带载测试需耗费大量的电能，而且，测试的整套设备往往体积庞大，占用空间。

本文研究的能馈型交流电子负载可以模拟实际负载的电性特点满负荷运行，不仅能够直接达到老化变频器的目的，而且能将老化测试的能量以单位功率因数高效率馈回电网，以解决传统能耗性负载调节不便和电能消耗大等问题；并通过Matlab／Simulink仿真，仿真结果表明该方案正确可行。

1 能馈型交流电子负载的工作原理

能馈型交流电子负载工作原理图如图1。其完成两个基本功能：一是能精确控制变频器放电电流的幅值和相位，它通过采样变频器输出电压波形信号，输入到指令电流产生环节，根据设定的负载形式，由指令信号产生环节得到指令电流信号，负载模拟器迅速而准确地跟踪指令信号的变化，产生相应的电流波形，从而实现模拟各种负载形式的功能；二是能将变频器释放的电能回馈电网。并网逆变器通过并网输出电流和母线直流电容电压的控制，实现单位功率因数的有源逆变，让能量回馈电网，完成能量回馈功能。

图1 能馈型交流电子负载工作原理图

2 系统的主电路拓扑和数学模型

2．1 系统的主电路拓扑

图2所示主电路拓扑中，负载模拟器包括开关管VT1－VT6构成的三相电压型PWM整流桥，滤波电抗器L和交流侧等效电阻R（等效输入连线、接触电阻与变换器死区等效电阻）；并网逆变器包括由开关管VT1’－VT6’构成的三相电压型PWM逆变桥，滤波电抗器L’和交流侧等效电阻R’；中间电容器C是电能存储单元；变压器用于输出电路的电气隔离。

图2 系统的主电路拓扑

2．2 系统的数学模型

交流电子负载通过直流母线电容在两级变换器中传递能量，可以将整流和有源逆变分开控制，基本结构都是一个三相PWM变换器，它具有网侧功率因数高、网侧电流正弦化、能量可双向流动、直流侧电压可控和动态响应快等优点［3］。

在三相静止坐标系（a，b，c）中，PWM 整流器数学模型的各项变量之间相互耦合，且为时变量，不利于控制系统设计。选取同步旋转坐标系的d轴与电网正序电动势三相合成空间矢量重合，q轴滞后d轴90度，那么对于三相交流对称系统来说，稳态时三相电压或三相电流的分量均为直流量。这样，（d，q）坐标系下的负载模拟器或并网逆变器的微分方程可描述为：

式中，ed，eq为电网电动势Edq的d，q分量；ud，uq为三相VSR交流侧电压矢量Udq的d，q分量；id，iq为三相VSR交流侧电流矢量Idq的d，q分量；p为微分算子［1］。

由式（1）可知，d，q轴变量相互耦合，所以在下面负载模拟器和并网逆变器的控制系统设计中运用d，q前馈解耦式控制，电流环调节器采用PI控制。

3 系统的控制方案

3．1 负载模拟变换器的控制策略

负载模拟器采用电流单环控制，控制变频器输出电流的幅值和相位，实现变频器功率因数可调，达到需要模拟的负载特性要求。其中三相电流指令值通过采样相电压进行同步，经clark变换、park变换为作为模拟负载给定指令，与检测计算得到的iq、id进行闭环PI控制，之后将PI输出进行前馈解耦控制，产生三相PWM整流器交流侧控制电压ud和uq，经逆PARK变换后进入SVPWM调制得到IGBT开关管的驱动信号［2］。其控制框图如图3。

图3 负载模拟器控制框图

3．2 并网逆变器控制策略

并网逆变器控制框图如图4。

并网变换器采用电压外环和电流内环双环控制，实现直流母线电压的稳定和单位功率因数的有源逆变。外环为电压环，控制PWM整流器直流母线电压，直流电压给定和采样电压比较得到电压误差，经电压控制器（PI）输出有功电流给定i＊d，其值决定有功功率的大小，符号决定功率流向，控制整流器交直流两侧有功功率传递。内环为电流环，这里按I＊q＝0和电压外环提供的电流指定值Id进行电流控制。设置I＊d＝0的目的是为了对回馈电流实行单位功率因数控制，从而提高并网变换器的回馈效率［1］。

图4 并网逆变器控制框图

4 变频器等效输出

采用三相逆变器来等效变频器的输出。由于逆变技术主要采用脉宽调制方式，输出电压中含有较多的高次谐波分量，给相电压的角度采样带来难度，因而必须在逆变器的输出侧加低通滤波器（一般采用LC低通滤波）来减小谐波含量，得到平滑的正弦波。根据截止频率和无功容量最小两个条件设计LC滤波器，其中基波频率频率为50 Hz，载波频率取12 kHz，滤波器主要仿真参数：电感L＝2 mH，电容C＝10μF，阻尼电阻R＝1Ω。搭建逆变器仿真模型如图5。

图5 变频器等效输出仿真框图

三相逆变器后端接由电子负载模拟的阻感负载时（大小为44Ω，电流滞后电60°），仿真得到A相电压电流波形如图6所示（电流波形放大10倍）：上图为LC滤波前的A相电压电流波形；下图LC滤波后的电压电流波形。通过FFT分析，得到A相电压电流滤波前谐波含量20．20%，5．15%和滤波后谐波含量1．20%，0．91%。可见经LC滤波后，可得到近似纯正弦的电压电流波形。

图6 LC滤波前后的A相电压电流波形

5 系统仿真

5．1 仿真主要参数

图7 能量回馈型交流电子负载的仿真模型

负载模拟器：逆变器输出线电压为380 V，频率50 Hz，输入电感L＝20 mH，寄生电阻R＝0．02Ω，开关频率＝10 kHz；

并网逆变器：线电压为380 V，直流给定电压为600 V，输入电感L＝20 mH，寄生电阻R＝0．02Ω，储能电容C＝1000μF，开关频率为10 kHz。

5．2 仿真模型

根据以上分析，利用Matlab／Simulink工具箱，搭建系统仿真模型，仿真模型如图7所示。

5．3 仿真结果分析

设计的交流电子负载根据变频器老化时带电机空载的负载特性（相当于阻感负载），通过设置负载模拟器中的电流指令模块，令初始指令电流有效值给定I＊＝5 A，0．1 s后I＊变为10 A，相位始终滞后电压60°（阻感负载）。仿真结果如图8、9、10所示（电流波形放大10倍）。

图8 负载模拟侧电流电压波形

图9 并网逆变侧电流电压波形

图10 并网电流波形FFT分析

从图8、9、10可以看出交流电子负载模拟负载器和并网逆变器的电压电流能快速稳定（上升时间为0．035 s），负载模拟侧功率因数为0．4998，并网侧功率因素为－1，达到功率因数要求，且并网电流谐波总含量（THD）为1．75%，完全足满并网THD的要求。在0．1 s突加指令电流时，系统依然能够快速稳定，具有较强鲁棒性。

图11 负载模拟侧P、Q波形

图12 并网逆变侧P、Q波形

从图11、12（P—有功功率，Q—无功功率）可以看出系统的模拟负载器和并网逆变器通过中间电容只传递有功功率，忽略PWM变流器开关损耗和线路的损耗，负载模拟侧和并网侧有功功率大小相等，系统有功功率保持平衡［5］。

6 结 论

本文针对变频器出厂传统老化测试方法耗能严重这一缺陷，研究设计了具有能量回馈功能的交流电子负载，分析其工作原理，介绍了其控制方法。通过仿真验证，它能对变频器输入侧电流实现精确控制，很好地模拟变频器老化试验中带电机空载运行时的负载特性（阻感负载），同时实现试验能量回馈电网，且系统具有较好的快速性和鲁棒性。

［1］ 张炳达，姚剑锋．基于PWM技术的功率负荷模拟器［J］．电力电子技术，2006，（04）：11－13．

［2］ 张崇巍，张 兴．PWM变流器及其控制［M］．北京：机械工业出版社，2003．

［3］ Shyh－jier，H．and P．Fu－Sheng，Design and operation of burn－in test system for three－phase uninterruptible power supplies．［J］．Industrial Electronics，IEEE Transactions on，2002．49（1）：256－263．

［4］ 徐政译，俞杨威，金天均．基于PWM逆变器的LC滤波器［J］．机电工程，2007，（05）．

［5］ Tsai，M．T．，Comparative investigation of the energy recycler for power electronics burn－in test Electric Power Applications［J］，IEEE Proceedings，2000．147（3）：192－198．