电流型PWM整流器的控制器设计

俞云锋，卢 啸

（江南大学 电气自动化研究所，江苏 无锡 214122）

作为电动汽车的充电电源，要求具有高功率因素，避免对电网产生谐波污染。传统的晶闸管相控整流器功率因数低、电流畸变率大，无法达到要求，而采用脉宽调制技术可控整流器可以实现网侧电流的正弦化，并且具有单位功率因数。所以PWM整流电路对于充电电源实现高功率因数提供了可能[1]。但是三相PWM整流电路具有强耦合非线性特性，使得控制器的设计非常复杂[2]。

针对电流型PWM整流器的控制策略的研究很多文献都提出了各自的方法。文献[5]中提出了通过控制调制函数延迟角α以达到功率补偿的目的。但延迟角的计算却忽略了线路中的滤波电感，在滤波电感过大时将导致功率因数的过补偿。文献[6]提出了改进的控制算法，但是也有其局限性，文中提出的算法需要特殊地处理由电源电压与电流的相角差在每个周期的起点和终点的跳变；存在从吸收能量状态到反馈能量状态不能自然过渡的弊端。文献[8]采用输入/输出线性化方法实现了电流型PWM整流器交流电流的解耦控制，但没有对零动态进行控制，因此直流电流响应较慢。

文中根据旋转坐标系下三相电流型PWM整流器的动态模型，以网侧电流的直轴分量和交轴分量作为虚拟输出变量，对原本非线性强耦合的系统进行线性化解耦，并设计了线性化的控制器，使网侧电流的直轴分量和交轴分量获得满意的动态性能。仿真和试验结果验证了所提出方法的有效性。

1 三相电流型PWM整流器的建模

1.1 三相SCR的拓补结构

图1是传统的三相电流型PWM整流器（CSR）的主电路结构图，电路主要包括三相对称交流电源ej（j=a，b，c）、交流滤波电感L、滤波电容C、交流滤波电感串联等效电阻与对应的功率管等效电阻合并为R、三相功率开关管（S1-S6）、续流二极管VD、直流滤波电感Ldc。

图1 三相电流型PWM整流器主电路Fig.1 Main circuit of three-phase current source PWM rectifier

1.2 三相CSR的一般数学模型

根据基尔霍夫电压和电流定律。则可以得到CSR的一般数学模型：

式中：ij（j=a，b，c）为三相CSR网侧相电流瞬时值；vj（j=a，b，c）为三相CSR交流侧相电压瞬时值；ijt（j=a，b，c）为三相CSR交流侧相电流瞬时值；idc、udc为直流侧电流、电压瞬时值；UN为中性点电压；ej（j=a，b，c）为相电网相电动势瞬时值。假定三相电压对称，则三相电压可表示为

1.3 旋转坐标系下的数学模型

在t=0时，电动势矢量E定位于滞后a轴90度处，即d轴与-p轴重合，q轴与a轴重合。

通过Park变换得到三相CSR在旋转坐标系下的数学模型。

式（3）中[idiqvdvqidc]为状态变量，[σdσq]为控制变量，[iqidc]为输出变量，即该系统是一个两输入两输出系统。另外式（3）还表明在d-q坐标系下电流型PWM整流器是一个非线性系统，并且是一个耦合系统。因此要对电流型PWM整流器进行控制，需要对获得的状态方程进行线性化解耦。

2 控制系统的设计

2.1 本文系统的总体框图

本文采用直流电流状态反馈控制与直轴电流控制级联的控制策略，通过线性化解耦产生控制变量U1和U2，控制PWM脉冲信号的产生，从而控制开关管的导通和关断。通过对网侧三相交流电流和直流侧电流的检测和变换后反馈给控制器。从而实现系统的闭环控制。系统的总体框图如图2所示。

图2 系统的总体框图Fig.2 Overall system block diagram

2.2 PWM整流器输入/输出线性化

整流器直流侧的等效电路如图3所示。

图3 直流侧等值电路图Fig.3 DC side equivalent circuit diagram

其回路电压方程可表示为

假设电源电压三相对称，并且d-q同步坐标系的d轴和电网电压矢量重合，忽略滤波器以及整流器上的有功功率损耗，则可得到整流器直流侧的状态方程以及当直流侧输出稳定时id和idc的关系式。

本文的控制目标是实现直流侧电流的恒定和实现网侧可控的功率因数，为使控制器设计结构简单，选择输出变量id和iq，由式（6）可知通过可控制id的稳定来间接实现idc达到稳定状态。同时为使系统能完全线性化，通过坐标变换

并且定义需要的虚拟输入变量v

可得到原非线性系统转化后的输入/输出解耦线性系统。故在新的坐标系下系统的状态方程表示的两个解耦系统：

故系统原控制变量u可表示为

2.3 状态反馈变量的确定

对于式（12）描述的线性系统，可采用式（13）的状态反馈。可以使交流电流id和iq获得满意的动态性能

所以其仿真原理图如图4所示。

图4 状态反馈变量的仿真结构图Fig.4 State feedback variable simulation structure

2.4 直流电流控制器的设计

直流电流控制是通过控制交流电流d轴分量间接实现的。直流电流控制器的输出变量是id*，控制变量是整流器直流输出电流idc和给定直流量idc*。

故控制器的仿真框图如下：

3 仿真分析

为了验证所提出控制策略的正确性，在Matlab/Simulink下对所建模型进行了系统仿真实验。其中功率器件采用理想开关元件，主电路参数如下：电源侧采用380 V三相交流电压输入，电网频率50 Hz，交流侧电感L＝0.15 mH，电容C＝150μF，直流侧电感Ldc＝5 mH，负载电阻R＝2Ω，采样频率f1＝3 kHz，开关频率f2＝3 kHz。

控制电路参数如下：交流电流控制器：m0＝3.25e10，m1＝2.3e7，m2＝5.4e3。直流电流控制器：k0＝3.1e5，k1＝574。直流侧的参考电流为120 A，在t＝0.2 s时，负载电路由2Ω跃变到1Ω。仿真波形如图6、图7、图8所示。

图7 旋转坐标系下的id和iqFig.7 id and iq in the rotation coordinate system

通过图6到图8可以看出在负载电阻跃变时直流侧的电流值稳定在120 A，可以实现直流侧的电流稳定；网侧电流和电压相位无明显差别，具有很好动态特性。

图6 直流侧电流波形Fig.6 Dc side current waveform

图8 网侧电压和电流Fig.8 Network side voltage and current

4 结束语

文中通过对三相电流PWM整流器在旋转坐标系下数学模型的非线性解耦，设计了解耦后的线性控制器和直流控制器，改善了动态响应特性。通过仿真表明本文所提出的控制方法具有很好的直流电流动态响应以及交流电流对电压的跟踪能力。

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