信道化DRFM中信号拼接技术研究

刘庆杰

(西安电子科技大学 电子对抗研究所，陕西 西安710071)

新体制雷达广泛采用相干处理技术和匹配接收技术，使得传统的干扰方法相对失效。数字射频存储器(DRFM)可长时间的存储雷达信号，保持干扰信号与雷达信号的相参性，适应多变、快变和复杂时频调制的威胁信号环境，具有良好的干扰效果，已成为电子对抗系统的核心部件。

数字射频存储器将截获到的雷达信号进行高速采样，数字化后存储在数字存储器中，经延时、频率调制后，发出与雷达信号相参的干扰信号［1］。DRFM不仅具有宽瞬时带宽的处理能力，且具有存储精度高、保留相位信息、以及信号失真度低等特点，可方便地产生各种遮盖式和欺骗式干扰信号［2］。

随着雷达技术的发展，现代雷达的带宽逐渐增大，DRFM系统需接收的信号瞬时带宽也相应变大，若采用单路的DRFM，会对信号的采样、处理速度带来挑战，甚至会影响信号的恢复质量。若采用多个DRFM并行处理，则可解决这一问题，即为信道化的DRFM，其特点是覆盖的频率范围较大［3］。

文中对信道化DRFM的原理进行了研究，分析了信道化后的通道数目、重合带宽以及拼接方法对合成信号的影响。

1 信道化DRFM工作原理

数字射频存储技术的关键是对信号的采样、存储和重构。典型的DRFM系统如图1所示。

图1 单通道DRFM系统结构框图

图1所示为单通道幅度量化DRFM的结构框图，其是由下变频、A/D变换、存储和数据处理、D/A变换以及上变频5部分组成。下变频模块对输入的射频信号进行下变频处理，成为便于进行数字化的基带信号。A/D转换模块对模拟基带信号进行采样和量化，并转换为数字信号。存储和数据处理模块将A/D转换后的数字信号进行存储，在该部分可对接收到的信号进行精确的幅度、频率、脉宽和到达时间的测量，也可对存储的雷达信号进行延时、频率和相位调制。D/A转换模块将调制后的数字信号转换为模拟信号，重构基带信号。上变频模块对基带信号进行上变频处理，重构射频信号。为保证对原始信号复现的准确性，要求上下变频使用同一本振。

对单通道的DRFM结构进行改进，可得到信道化的DRFM的实现结构。通常较为简单的方法是采用非调谐的超外差式数字射频存储器对整个频带内信号进行DRFM，通过微波混频器和一组本振将射频信号下变频到中频，再经过中频信道化滤波器滤波后送入单个信道的DRFM，即为最基本的信道化扩展带宽的方法，也是纯信道化方式扩展带宽的基本原理。其实现结构如图2所示。

图2 纯信道化DRFM的原理框图

如图2所示，首先采用功分器将频带分成N路输出，从功分器输出的信号分别经下变频和低通滤波器，将射频信号转换为中频信号。各个本振频率不等，保证各路输出的中频频率和带宽相等。经滤波后的中频信号送至各通道进行单通道的数字存储，并包括A/D采样，对采样后的数据进行存储以及调制，经过调制后的信号送给D/A转换器转换为模拟信号。模拟经过上变频后合路输出，上下变频器均采用本振频率保持一致。

假设数字射频存储器接收信号的频率范围为fmin～fmax，fmin为DRFM输入信号频率的最小值，fmax为输入信号频率的最大值。输入信号经功分器后与n个不同的本振fn进行混频。混频后的信号经带宽为B的低通滤波器，得到理想的频带内信号。其中

由此便将瞬时带宽较大的DRFM系统分解为n个通道，每个通道瞬时带宽为B，大幅降低了对A/D转换器件以及信号处理器件的要求［4－5］。

2 信道化DRFM的仿真

文中搭建了信道化DRFM系统的仿真模型，对影响信号合成质量的信道数目、重合带宽和拼接方式进行了仿真分析。

(1)信道数目的影响。对于给定的接收带宽，信道的数目越少，每个信道覆盖的频率范围则越大，根据奈奎斯特采样定理，A/D采样的频率也同样增大，后续对信号的处理速率要求也越高。反之，信道的数目越多，每个信道覆盖的频率范围也越小，需并联的DRFM数目同样越多，因此便会增加系统的复杂度。而由于信道覆盖带宽的减小，可能导致宽带输入信号占据多个信道，对信号的合成也将造成影响［4］。

对占据不同数量子信道的宽带信号进行仿真，输入信号为初始频率200 MHz，带宽为600 MHz的线性调频信号，图3给出了原始信号与经过2通道、4通道和8通道后进行信号拼接所形成的合成信号时域和频域图［5］。

图3 信道数目对信号拼接的影响

如图3所示，信道化后的信号经拼接基本可恢复原信号，但在信道划分的边界处产生了频率丢失，其主要原因是低通滤波器不理想，同时在边界处有重叠以及后相位不连续的情况发生。相比较图3(b)～图3(d)，当信号占据的信道数越多，所产生的频率丢失也越多。因此，在实际应用中，需根据输入信号的带宽和器件的要求合理选取信道数目。

(2)重叠带宽的影响。现实中的滤波器不理想，在滤波器的通带和阻带间存有过渡带，重合带宽则会对子信道合成造成影响。在4通道的条件下，分别选取不同的重叠带宽进行仿真。输入信号仍为上述的线性调频信号。

图4仅给出了重合带宽为1 MHz、2 MHz的仿真图，随着重合带宽的增大，合成信号在时域上会出现较为明显的“突起”，其是信号在此处叠加的结果，而频域上所对应某一频点处幅度较大。重叠带宽越大，该种结果则越明显。因此在滤波器设计时，应尽量减小重叠带宽。

图4 不同重合带宽对信号拼接的影响

(3)拼接方式的影响。信道化后采用不同方法对子信号进行拼接其对提高合成信号质量有不同的效果。本节分别采用直接法、门限法和取前法对信号的合成效果进行分析。直接法是将各子信道的数据直接相加得到合成信号。门限法是将各子信道的信号取包络，设定一个门限值，若子信道包络低于该值，便将相应的数据舍去，然后再将各信道的数据相加得到合成信号。而取前法是指在子信道重合部分取前部的信道信号，为更好的恢复信号，取前法也同样设置了门限，在大于该门限值后才取前一个信道的信号，而当减小前一个信道的尾信号较小时，则舍去大量信息所带来的误差。

仿真输入信号仍采用上述的线性调频信号，4通道合成，信道重叠带宽设为1 MHz。仿真结果如图5所示。

图5 拼接方式对合成信号的影响

从图5中可看出，门限法和取前法合成的信号在频域上存在频率丢失的现象，但在时域上却明显优于直接合成法，而在重叠带宽较大时，这种优势更为明显。

3 结束语

DRFM技术在电子战中发挥着重要作用，研究信道化DRFM技术，提高DRFM接收的瞬时带宽，对干扰新体制雷达具有较大的作用。文中介绍了DRFM的基本原理和纯信道化DRFM的实现方法，并对影响信号合成质量的多个因素进行了仿真分析。在其信道化DRFM的设计中，应根据所需干扰的雷达信号带宽合理划分信道，避免一个信号同时出现在多个信道，并对信号合成造成影响。而对于滤波器的设计应尽量减小过渡带，以减小信道的重叠带宽。采用门限法和取前法合成的信号在时域上有明显的改善，但仍存在信号频率成分的丢失，因此需进一步的研究。

［1］ 杨春.宽带DRFM雷达干扰机信号处理模块设计［J］.电讯技术，2012，52(6):918－921.

［2］ 刘建林，顾明超.基于数字信道化输出的改进式DRFM设计［J］.舰船电子对抗，2011，34(2):9－13.

［3］李淑婧.宽带DRFM的带宽扩展技术研究［D］.西安:西安电子科技大学，2010.

［4］吝莹，邓轲.基于DDC和DUC的大带宽DRFM设计与实现［J］.电子科技，2013，26(1):98－103.

［5］ 王福红.对高重频信号的DRFM干扰技术研究［J］.电子科技，2011，24(7):45－47.