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电流返回路径分解的信号完整性分析方法

2012-09-28周子琛申振宁

电讯技术 2012年3期
关键词:过孔微带线短路

周子琛,申振宁,2,王 伟

(1.武警工程大学电子技术系,西安710086;2.西安电子科技大学 宽禁带教育部重点实验室,西安 710071)

1 引 言

随着数字计算和无线通信的发展,高速互连系统中信息传输速率已超过每秒吉比特,信号的有效频谱已接近10 GHz。如何快速准确分析因导体损耗、阻抗匹配、电流返回路径不连续等原因所导致的信号完整性(Signal Integrity,SI)问题和电磁兼容性(Electromagnetic Compatibility,EMC)问题已成为电子电路计算机辅助设计的热点[1]。电子产品的小型化、低成本和低功耗使得电路板或封装上的布线越来越密集,信号线在实际多层印刷电路板(Multilayer Printed Circuit Boards,PCB)中不可避免地会使用过孔进行信号层的转换以实现系统互连。文献[2]中,作者将信号路径分解为传输线模型和 Π型等效电路的过孔模型,其中Π型等效电路中的参数使用静态场求解器计算,并未考虑过孔的波动效应,因此该方法仅适合于较低频段。而信号传输质量由电流传输路径和电流返回路径共同决定,尽管过孔物理尺寸很小,但其电流返回路径为电源/地平面对(Power Ground Pair,PG)所组成的谐振腔结构,因此仿真过孔对信号完整性的影响必须考虑过孔处PG结构的特性。文献[3-5]使用全波仿真方法,分析了过孔处PG结构特性对信号传输质量的影响,但该方法很难与SPICE等电路仿真软件协同工作以求解整个系统性能。文献[6-8]中将过孔等效为三端口网络,高速信号在过孔处通过电容与PG结构耦合,为了求解高速信号传输特性,需使用静态场求解器或者解析方法计算过孔与PG结构之间的电容。

与文献[2-8]分析信号传输路径不同,本文从电流返回路径入手分析系统性能。将电流返回路径分解为微带线模型和PG阻抗模型的级联,其中PG阻抗模型用以描述过孔处返回路径特性,阻抗值等于PG结构在过孔处的自阻抗。与全波仿真方法结果对比,表明该方法快速、准确,可将仿真时间从全波分析的95 min降低至1 min以内。同时该模型具有非常直观的物理意义,即影响高速信号传输特性的决定性因素是PG结构在过孔处的自阻抗。在实际设计中可以通过在过孔附近添加去耦电容或短路孔、减小电源平面与地平面之间的距离、调整过孔位置等降低PG结构阻抗的方法来改善高速信号传输质量。

2 电流返回路径分解方法

图1(a)为常见四层PCB中信号线经由过孔从顶层布线层转换到底层布线层的全波仿真结构图,对应的PCB叠层结构如图1(b)所示。顶层和底层为信号走线层,中间两层为电源平面和地平面,各层之间使用相对介电常数为 εr的板材进行隔离。除了给整个系统供电外,电源和地平面还作为电路中高速信号的返回路径。图中a、b分别为PG结构的长度和宽度,d为电源平面与地平面的垂直距离,W为信号线的宽度,t为导体材料的厚度,h为信号线到PG结构的高度,端口1和端口2分别为高速信号的发送和接收端口。

图1 典型四层印刷电路板中信号传输示意图Fig.1 Four-layer structure with microstrip to microstrip transition

由文献[2]可知,电流传输路径和电流返回路径共同决定高速链路的信号完整性。图2(a)给出了图1(a)结构的电流传输路径和电流返回路径示意图,其中带箭头的实线表示电流传输路径,带箭头的虚线表示电流返回路径。其中电流返回路径可分解为电流返回路径I和电流返回路径II两种不同模式。为说明以上3种电流模式,使用Ansoft HFSS对图1(a)结构进行仿真,在5 GHz时,传输电流、电流返回I和电流返回II分别对应的电场强度如图2(b)、(c)、(d)所示。图2(b)表明传输电流变化不大,基本上保持微带线模式。图2(c)表明电流返回路径I也是微带线模式,而电流返回路径II表示当信号线经由过孔从顶层布线层转换至底层布线层时,由于返回路径在不同的PG平面上,PG结构中会产生位移电流来维持不同平面上返回电流的连续性,电磁波在PG结构中以径向传输线模式进行传播[9],此时电场强度如图2(d)所示。在使用信号传输路径进行分析时,由于PG结构的波动性很强,因此在过孔处必须考虑微带线与PG结构之间的耦合关系。而使用电流返回路径进行分析时,在过孔处考虑的原本就是位移电流,即PG结构的波动性,此时微带线局部波动效应较小。另外,从文献[7]可知,在过孔处PG结构与微带线是通过电容来耦合的,当过孔内径为0.15 mm、反焊盘半径为0.35 mm、焊盘半径为0.25 mm时,过孔与PG结构之间的电容值约为0.1 pF,在频率小于6GHz时电容阻抗值大于265 Ψ,而实际的PG结构在频率小于6 GHz时谐振点处阻抗最大值小于20 Ψ,因此返回电流在过孔处与微带线的耦合可忽略不计,此时电流返回路径可分解为微带线模型和PG阻抗模型的级联。

图2 传输电流与返回电流图Fig.2 Illustration and simulation of transmission current and return current

2.1 微带线模型

在图1(a)中,顶层走线和底层走线都是微带线结构,具体如图3所示,其中W为微带线的线宽,t为微带线所用导体的厚度,h为微带线离参考平面的距离,L为微带走线长度。当微带线参数确定后可根据公式(1)计算该微带线所相应的ABCD矩阵[10]。

式中,Z0为微带线对应的特征阻抗,k为传输常数。特征阻抗和传输常数由公式(2)确定:

式中,εe是微带线的等效介电常数,若微带线板材的相对介电常数是 εr,则 εe可由公式(3)确定:

一旦微带线的ABCD矩阵确定,我们就可根据ABCD矩阵的级联性质进行相应求解,或将其转换为S矩阵进行仿真。为了仿真实际PCB中的损耗情况,可在使用损耗正切来描述介质损耗的同时级联一个阻抗来描述导体损耗,具体计算见文献[10-11]。

图3 微带线结构示意图Fig.3 Illustration of microstrip structure

2.2 PG阻抗模型

如图2(a)所示,在过孔处返回电流需要从底层微带线模式转换为顶层微带线模式,PG结构中会产生位移电流来维持返回电流的连续性,此时返回电流在过孔处相当于经过了由PG结构形成的阻抗后到达顶层微带线。如图1(a)所示,PG结构是一个平行板谐振腔,当电磁波传播到边界不连续点时,就会产生反射,从而导致谐振现象的产生。可使用径向传输线、平面微波电路中谐振腔理论来计算规则PG结构的阻抗[7,9],对于非规则形状可结合分解元法来计算PG结构的阻抗[12]。如图1所示,多层PCB中PG结构的长度a和宽度b远大于PG结构的厚度d,而d又远小于数字信号最大频率分量的波长,故PG结构中近似仅存在Ez、Hx和Hy电磁场分量。若电路板边缘为理想磁壁(PMC),则可求解得到PG结构上任意位置处的自阻抗和传输阻抗,如公式(4)所示:

其中:

2.3 级联求解过程

PG阻抗及微带线模型参数一旦确定,则图2(a)中的返回路径可等效为图4所示的4部分级联来进行整个系统的仿真。由于整体系统为串联结构,因此使用ABCD矩阵计算比较方便。若使用 ATL1、ATL2分别代表微带线结构的 A矩阵,AZS代表微带线导体损耗等效阻抗的A矩阵,APG代表PG结构在过孔处阻抗的 A矩阵,则整个系统的 A矩阵可由公式(7)得出:

其中,L1和L2分别表示顶层和底层微带线长度,ZS表示微带线导体损耗,而 ZPP可使用公式(4)计算。在高速信号完整性分析中,通常使用散射参数来衡量信号传输特性。在得到级联模型的 ABCD矩阵后,可使用公式(8)来计算散射参数。

至此,已得到高速信号链路的频域特性。若需分析高速信号链路中抖动、反射等时域特性,可将公式(8)计算的散射参数编写成可在ADS中仿真的.S2P文件格式进行仿真,或使用宏模型在SPICE模拟器中进行仿真[1]。

图4 级联等效电路Fig.4 Cascading equivalent circuit

3 具体求解实例

为了验证上述方法的准确性,设计了如图5所示的四层电路板结构,其PCB叠层情况和图1(b)保持一致。电路板参数为:长度 a=90 mm,宽度b=90 mm,PCB板材为FR4,介电常数为4.4,损耗正切为0.02,PG结构高度 d=0.4 mm,导体材料为铜,厚度t=0.035 mm,微带线到邻近参考平面之间的距离h=0.2 mm,取微带线宽度W=0.4 mm以使微带线的特性阻抗约等于50 Ψ。信号线从P1(10,45)处出发,在顶层走线至(45,45)处,使用过孔从顶层布线层转换至底层布线层,然后在底层再走线至P2(80,45)处。在距离过孔5 mm处设置了4个位置用以仿真去耦电容和短路孔对信号传输特性的影响,在本节中这4个位置都保持开路,即不放置去耦电容也不使用短路孔连接PG结构。当以上参数确定后,即可根据上节所述方法使用Matlab等数学计算软件求解端口P1和端口P2之间的散射参数。为了验证电流返回路径分解方法的正确性,使用三维有限元全波仿真工具Ansoft HFSS对图5所示PCB结构进行了仿真,P1端口与P2端口之间的散射系数S21的模和相位分别如图6(a)和图6(b)所示,两种仿真方法结果吻合得相当好。在同一计算机(ThinkPad T60p,主频2.16GHz双核处理器,3G DDR2内存)使用HFSS的仿真时间是95 min,而使用本文方法的仿真时间少于1 min。

图5 仿真实例结构示意图Fig.5 Simulation structure

图6 仿真结果对照图Fig.6 Comparison of the S21 between the present method and full-wave simulation

如图6(a)所示,由于过孔的存在,P1端口到P2端口之间的传输特性与参考微带线相比有所恶化,在一些特定频率,P1端口到P2端口之间的插入损耗最大值接近3 dB。由图4可知,过孔在电流返回路径中由过孔处PG结构的自阻抗ZPP描述,故当ZPP取最大值时,P1端口到P2端口之间的插入损耗也最大。公式(4)指出,ZPP在PG结构的谐振频率上取得最大值。谐振频率可使用公式(9)进行计算[15]:

图6(a)中插入损耗前两个极大值点的频率分别是1.58 GHz和2.25 GHz,对应公式(9)中TM20模和TM22模的情况。在图6(b)中,将1.58 GHz附近局部放大可见S21的相位在谐振频率附近与参考微带线相比有较大波动,本文方法也能较好地仿真S21的相位变化情况。当系统频率超过5GHz时,本文方法与HFSS仿真结果相比开始有偏差,原因是随着频率的升高,过孔与PG结构之间的容抗越来越小,故需考虑返回路径通过过孔与微带线结构之间的耦合。从文献[16]可知,数字信号上升沿大于70 ps时,其有效频谱在5GHz以内。故本文方法适用于信号上升沿大于70 ps的情况,满足目前绝大部分高速设计应用。

4 电路板相关参数对传输特性的影响

由前面分析可知,影响信号传输质量的最主要因素是PG结构在过孔处的自阻抗。根据公式(4),自阻抗主要由过孔位置(xi,yi)、PG结构的尺寸(a,b)、PG结构之间的介电材料(ε,μ)、PG结构所用导体的导电率(σ)以及电源平面与地平面之间的距离(d)等因素决定。文献[15]指出,降低PG结构自阻抗的最有效方法是减小电源平面和地平面之间的距离d。此外,在实际电子产品设计中因为成本、外观等原因使得上述参数中除距离d和过孔位置(xi,yi)之外的其他参数很难修改。在具体设计中,还经常通过添加去耦电容或短路孔来降低PG结构的阻抗。为了分析电源平面与地平面之间的过孔位置(xi,yi)、距离 d、去耦电容以及短路孔对信号传输特性的影响,设计以下6种结构:(1)d=0.4 mm,无去耦电容,无短路孔;(2)d=0.1 mm,无去耦电容,无短路孔;(3)过孔从图5的(45,45)移至(30,45)处,其余参数与第1种结构相同;(4)d=0.4 mm,4个去耦电容,无短路孔;(5)d=0.1 mm,4个去耦电容,无短路孔;(6)d=0.4 mm,无去耦电容,4个短路孔。去耦电容和短路孔的位置如图5所示,该图右上方给出了第6种情况的全波仿真结构图。其中去耦电容的具体参数为:C=0.1 μ F,等效串联电感ESL=1 nH,等效串联电阻 ESR=2 mΨ。

图7(a)和图7(b)分别为不同电路板结构、去耦电容和短路孔对信号传输特性的影响。从图7可得出如下5个结论:

(1)当 d从0.4mm减小至0.1mm时,传输特性有较大改善,在谐振频率附近插入损耗最大可降低2 dB;

(2)选择适当的过孔位置可抑制PG结构某些特定谐振点[17],从而改善特定谐振频率上的传输特性;

(3)添加去耦电容后可有效改善低频部分的传输特性,但由于 ESL的存在,使得去耦电容在高频段相当于开路,从而对超过1 GHz的高频传输特性没有贡献;

(4)添加去耦电容后会在低频段产生额外谐振点,在实际设计中应注意该谐振频率所引起的SI和EMC问题;

(5)由于短路孔在PG结构之间提供额外的电流返回路径,因此可有效改善信号传输性能,随着频率的升高需增加短路孔的分布密度来确保PG结构为等电位面。

图7 不同结构下信号传输特性仿真结果图Fig.7 Simulation result of different structure

5 结束语

目前电子电路设计日趋复杂,信号传输速率越来越快,过孔所导致的信号完整性问题越来越严重。在具体布线之前对关键走线进行仿真可提高工作效率,减小系统设计风险。本文将电流返回路径分解为微带线模型和PG结构模型,使用解析方法快速准确地分析了过孔对高速信号传输特性的影响。发现影响信号传输特性的最主要参数为PG结构在过孔位置上的自阻抗,因此通过降低PG结构在过孔位置处的自阻抗即可有效减小过孔间串扰。具体方法包括:(1)对于不同的传输信号频率,可选取合适的过孔位置;(2)在过孔周围添加低ESL的去耦电容;(3)减小PG结构中电源与地平面之间的距离d;(4)在过孔附近添加短路孔以提高额外的电流返回路径。本方法物理意义明显,算法实现简单,仿真时间短,适用于普通信号完整性工程师在布线前估计关键走线特性。

[1]Li Er-Ping,Wei Xing-Chang,Cangellaris A C,et al.Progress review of electromagnetic compatibility analysis technologies for packages,printed circuit boards,and novel interconnects[J].IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility,2010,52(2):248-265.

[2]Stephen H Hall,Garrett W Hall,James A McCall.高速数字系统设计[M].伍微,译.北京:机械工业出版社,2005:71-72.Stephen H Hall,GarrettW Hall,JamesA McCall.Designof High Speed Digital System[M].Translated by WU Wei.Beijing:Machine Press,2005:71-72.

[3]朱文龙,钟龙平,廖乐平,等.多层高速PCB中参考平面转换的信号完整性问题研究[J].厦门大学学报,2010,49(5):627-630.ZHU Wen-long,ZHONG Long-ping,LIAO Le-ping,et al.Study on signal integrity of reference transition in high speed multi-layer PCB[J].Journal of Xiamen University,2010,49(5):627-630.(in Chinese)

[4]Ivan Ndip,Florian Ohnimus,Kai Lobbicke,et al.Modeling,quantification,and reduction of the impact of uncontrolled return currents of vias transiting multilayered packages and boards[J].IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility,2010,52(2):421-435.

[5]Chen H,Lin Q,Tsang L,et al.Analysis of a large number of vias and differential signaling in multilayered structures[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2003,51(3):818-829.

[6]Zhang Y,Fan J,Selli G,et al.Analytical evaluation of via-plate capacitance for multilayer printed circuit boards and packages[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2008,56(9):2118-2128.

[7]Rimolo-Donadio R,Gu X,kwark Y H,et al.Physics based via and trace models for efficient link simulation on multilayer structures up to 40 GHz[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and T echniques,2009,57(8):2072-2083.

[8]申振宁,庄奕琪,曾志斌.使用模式分解方法的过孔串扰机制研究[J].西安电子科技大学学报,2012,39(1):49-55.SHEN Zhen-ning,ZHUANG Yi-qi,ZENG Zhi-bin.A new model decomposed method to simulate the crosstalk between vias[J].Journal of Xidian University,2012,39(1):49-55.(in Chinese)

[9]Abhari R,EleftheriadesG V,Deventer-Perkins EV.Physics-based CAD models for the analysis of vias in parallel-plate environments[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and T echniques,2001,49(10):1697-1707.

[10]梁昌洪,谢拥军,官伯然.简明微波[M].北京:高等教育出版社,2006:169-174.LIANG Chang-hong,XIE Yong-jun,GUAN Bo-ran.Concise Microwave[M].Beijing:Higher Education Press,2006:169-174.(in Chinese)

[11]Rautio J C,Demir Veysel.Microstrip conductor loss models for electromagnetic analysis[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2003,51(3):915-921.

[12]Wang Z L,Wada O,Toyata Y,et al.Modeling of gapped power bus structures for isolation using cavity modes and segmentation[J].IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility,2005,47(2):210-218.

[13]Nanju Na,Jinseong Choi,Madhavan Swaminathan,Modeling and transient simulation of planes in electronic packages[J].IEEE Transactions on Advanced Packaging,2000,23(3):340-352.

[14]Novak Istvan,Miller J R.Frequency-domain characterization of power distribution networks[M].Boston,United States:Artech House,2007:43-47.

[15]周子琛,潘峰,申振宁.高速嵌入式系统中电源噪声抑制方法[J].电讯技术,2010,50(10):103-107.ZHOU Zi-chen,PAN Feng,SHEN Zhen-ning.Power bus noise suppression in high speed embedded systems[J].Telecommunication Engineering,2010,50(10):103-107.(in Chinese)

[16]Eric Bogatin.Signal Integrity Simplified[M].New Jersey:Prentice Hall PTR,2010:62-70.

[17]Lei G T,Techentin R W,Gilbert B K.High-frequency characterization of power/ground plane structures[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,47(5):562-569.

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