基于L6562的单级PFC反激LED电源的研究*

董 硕，陈苏广，张 涛，刘石神，袁士东

（上海技术物理研究所，上海200083）

基于L6562的单级PFC反激LED电源的研究*

董 硕，陈苏广，张 涛，刘石神，袁士东

（上海技术物理研究所，上海200083）

设计了一种基于L6562的单级PFC反激LED电源，阐述了该电源的工作原理，对相关公式进行了推导，对功率因数校正功能的实现进行了分析，并提出了提升效率的方法。最后制作了原理样机，通过实验验证了该LED驱动电源的高效率、高功率因数的特点。

L6562；LED驱动；单级PFC；高效率

LED照明是一种新型照明方式，与传统的白炽灯、荧光灯等照明方式相比，LED光源具有发光效率高、耗能少、使用寿命长、安全环保、体积小等优势，成为目前世界上最有可能替代传统光源的新一代光源。LED芯片是一种低压电流型器件，电流是影响其发光性能的主要因素，现有LED光源普遍采用多颗LED，通过串联或并联组成LED模组来进行照明，为了达到最佳的工作性能，必须要设计合适的LED驱动电源，使其在恒定电流的条件下工作。为了保证LED的优势，针对不同的LED照明产品和应用要求，必须选择合适的驱动电路拓扑结构，使LED驱动电源达到高效率、高可靠性、高功率因数、低成本的要求。 对于30 W～75 W的中小功率LED模组照明，通常选用结构简单、成本低、调试简单的反激拓扑结构。为了达到环保节能的要求，LED驱动电源通常要求PF值大于0.9，因此普通反激电源前端通常还要加入功率因数校正环节，不仅增加了成本，而且体积也难以小型化，效率也不高。而单级PFC反激电路，将功率因数校正与反激电路合二为一，不仅可以得到较高的功率因数，同时具有结构简单、效率高等优点，非常适用于中小功率LED模组照明。

1 工作原理分析与设计

1.1 L6562芯片简介

L6562是意法半导体公司（ST）推出的一款功率因数校正（PFC）控制器[1]。它工作于临界模式（即电感电流处于连续或断续的边界上），与传统PWM变换器工作的连续电流模式或不连续电流模式不同的是，临界模式工作在变频模式下，在输入电压和电流变化的情况下通过快速调节工作频率使输出稳定。L6562在其乘法器中嵌入了电流总谐波失真（THD）优化电路，可以有效控制 AC输入电流的交越失真和误差放大器的输出纹波失真，从而提高功率因数，降低输入电流总谐波失真。该芯片主要应用于前级PFC校正电路，本文中将其用于单级PFC反激电路。

1.2 基于L6562单级PFC反激电路设计与工作原理分析

L6562单级PFC反激电路结构图如图1所示。交流电压经过前级保护单元和EMI滤波单元后，由整流桥整流为正弦半波波形流入电容C1，与传统反激电路不同的是，电容C1选择容量很小的薄膜电容，使得电容两端电压近似为正弦半波变化，电容C1电压可近似表示为：

其中 θ=ωt。

该正弦半波电压通过电阻R1、R2分压后进入L6562的MULT脚，该电压与COMP脚电压信号经过L6562内部乘法器处理后，为比较器提供一个电压基准Vref，该基准电压波形也近似为正弦半波，可表示为：

电路工作变化情况如图2 所示[2]。在 t0～t1时刻，开关管Q1导通，变压器初级绕组Np中电流i1线性上升，芯片L6562的CS引脚检测Rs两端电压。当Rs两端电压Vs上升到Vs=Vref时， 芯片L6562的GD引脚发出低电平信号，使开关管Q1关断，此时 Rs两端电压 Vs=i1pRs，i1p为此周期中变压器初级绕组的电流峰值，则[3]：

其中，L1为变压器初级电感，Vp为电容C1的峰值电压。

在t1～t2时刻，开关管Q1关断，变压器中的能量由初级绕组传递到次级绕组，初级绕组中电流变为0。由于变压器中漏感的作用，在开关管Q1关断瞬间，初级绕组上会出现很高的电压尖峰，必须使用吸收电路，否则可能会击穿MOS管。

在 t2～t3时刻，当次级绕组上电流降为 0时，初级线圈上的漏感及开关管Q1的极间电容开始谐振，辅助绕组Nb上的电压开始下降，当L6562的ZCD引脚检测到变压器辅助绕组Nb上电压低于ZCD阈值1.4 V时，脉冲发生器发出高电平，使 Q1导通，则 Q1关断时间为：

其中n为变压器初级绕组与次级绕组的匝数比，Vf为输出整流二极管D1的前向电压，Vo为LED模组两端电压。令：

则占空比为：

变压器次级电感的平均电流：

其中i2p(θ)为每个周期中次级电感的电流峰值。

由式(7)可知变压器次级绕组上的平均电流也是变化的，该电流经过输出电容滤波后即为输出电流。因此输出电流有较大的纹波，需采用大容量滤波电容进行滤波。

采样电阻R5上的电压通过隔离反馈后进入L6562的INV引脚进行比较，改变COMP脚的电压，使Vref的值也产生变化，使导通时间发生改变，从而改变变压器次级中的电流，以达到输出恒流的目的。

2 功率因数及效率分析

2.1 功率因数分析

由1.2节中分析可知，每次开关变化中，变压器初级电流峰值为 i1p=I1p|sinθ|，则次级电流峰值为 i2p=nI1p|sinθ|。图3所示为变压器中初级电流峰值和次级电流峰值的包络与开关时间的关系。由图3可以看出，虽然变压器中初级电流和次级电流均为三角波变化，但是其峰值电流包络波形接近为正弦波。整流桥以后的电流Iin(θ)是整个开关周期每个三角波的平均值，则其大小为：

当反馈信号变化时，Vref会发生变化，由式(3)知，i1p也会发生相应的变化，因此变压器初级电流峰值包络并不是完全按照正弦波形变化，会使平均电流偏离正弦波，使功率因数下降。为了提高功率因数，可调整反馈电路中的补偿电路，降低反馈电路的带宽，使反馈信号缓慢变化，从而减少反馈信号对初级平均电流的影响。但是降低反馈电路的带宽会降低系统的动态响应。因此本电路仅适用于负载稳定、对电源动态响应要求不高的应用场合。

2.2 电源效率分析与优化设计

反激电源的损耗在于变压器损耗、开关MOS管损耗以及输出整流二极管损耗，因此主要通过降低此三处损耗来提高效率。

2.2.1 变压器损耗

变压器损耗主要包括铜损、铁损以及漏感损耗。在设计变压器时，为了使效率高，损耗最小，可选择材料更好的磁芯和合适的匝数比，使铜损与铁损相等，原边与副边损耗相等。

漏感是指未能耦合到二次侧的一次电感部分，它不参与有效能量从输入到输出的传递，而以开关关断瞬间的高电压尖峰的形式表现出来[4]。漏感不仅会影响效率，而且如果不能尽量吸收漏感能量，形成的尖峰很容易导致开关管损坏。为了减少漏感，可采用“三明治”绕法，即将初级线圈分为两组，初级1和初级2，然后按照初级1-次级-初级2的顺序绕制变压器，增加初级与次级的耦合，从而减小漏感。为了防止漏感尖峰击穿MOS管，可如图1所示，在初级线圈两端加入由TVS二极管和快恢复二极管组成的钳位电路，对漏感尖峰进行吸收。

2.2.2 开关MOS管损耗

开关MOS管损耗主要包括导通损耗与开关损耗。导通损耗是指开关管导通时，MOS管上损耗的功率，其值可表示为：

其中，Irms为开关MOS管导通时流过电流的有效值。可通过使用导通电阻Rds(on)更小的MOS管来减少损耗。开关损耗是指，在开关过程中，开关管电压Vds和电流Ids发生变化，从“开”到“关”或从“关”到“开”有一个过渡过程，这期间电压Vds和电流Ids存在一个交叠过程，产生较大的损耗即为开关损耗。开关损耗占MOS管损耗的很大一部分。

在本电路中，如图2所示，在开关MOS管导通之前，由于次级电流已降为0，初级绕组上的电压由于漏感及MOS管上的寄生电容存在而产生振荡，电压开始时刻已经开始下降，在开关管导通时，电压值已经很小，近似于零电压，因而大大减少了导通损耗，从而提高了效率。

2.2.3 次级整流二级管损耗

次级整流二极管上的损耗可表示为PD=VDIave，其中VD为次级整流二极管导通时的前向压降，Iave为流过次级整流二极管的平均电流。当输出电流较大时，会产生比较大的损耗。可采用前向电压更小的肖特基二极管或者同步整流的方式来减少损耗。由于同步整流成本较高，且电路复杂，在输出电流较小时效率提升不大，因此本电路采用肖特基二极管作为次级整流二极管。

3 实验结果分析

根据以上分析，制得实验样机一台，样机基本设计条件如下：输入电压范围160 V～250 V，输出电流2.1 A，输出电压范围 25 V～40 V，最小工作频率 100 kHz，测试负载为60颗大功率LED组成的6并10串LED阵列（单颗LED工作时前向电压约为3.2 V）。

图4(a)所示为实验中测得的开关MOS管漏极和源极两端电压波形，放大倍数为500。图4(b)为开关管下端检测电阻Rs两端电压波形，间接反映出流过开关MOS管的电流波形。从图中可以看出，开关MOS管上的电压与电流峰值包络均近似为正弦半波变化，可推测出本电路具有较高的PF值。

图5为220 V输入电压下输入电压和输入电流波形。从中可以看出，输入电压和输入电流波形均近似为正弦波形，且相位基本一致，故PF值较高，实际测得PF值为 0.97。

表1显示了在不同输入电压条件下的PF值。从表中可以看出，该电源在160 V～250 V输入电压范围内均具有较高的PF值，且输入电压越低，PF值越高。由式(8)分析可知，输入电压越低，Iin(θ)越接近正弦波，因此PF值也越高。

图6为开关MOS管漏源两端电压最高处波形。从图中可以看出，在开关关断时，会产生较大的电压尖峰，由于TVS管的吸收钳位作用，将峰值电压钳位在700 V左右，设计中开关MOS管最高承受的电压为 800 V，留有足够裕量。在电压下降过程中存在一个拐点，在拐点后电压迅速下降，该拐点即为MOS管导通时刻。由于在开关MOS管导通前，开关MOS管漏源两端电压已经开始下降，因此降低了开关损耗，可以有效提高电源效率。实际测得在220 V输入电压条件下，电源效率为90.7%。

表1 不同输入电压下电源的PF值

图7即为在不同输入条件下，电源效率的变化情况。从图中可以看出，输入电压在160 V～250 V电压范围内变化时，电源效率基本稳定在90%左右，在宽范围输入电压的条件下显示出良好的性能。出于对成本及电路复杂度方面的考虑，本电源后级整流没有采用同步整流的方式。若在输出大电流的条件下，采用效率更高的同步整流方式，更换性能更佳的开关MOS管，则电源效率还将进一步提升。

本文介绍了基于L6562的单级PFC反激电路的LED驱动电源原理，并对其功率因数与效率进行了理论分析。该驱动电源将传统两级电源中的前级PFC校正电路与后级DC-DC电路合二为一，电路结构简单，通过同时采样输入电压和输出电压的信号，使开关导通时间随输入电压波形变化而改变，从而使电源输入的电流跟随输入电压波形变化，以获得高的PF值。此电路工作于临界导通模式，在开关MOS管在导通之前，开关MOS管两端电压已开始下降，减少了开关MOS管的开关损耗，从而有效提高电源效率。通过制作样机并对实验结果分析，验证了此种LED驱动电源在较宽的电压范围内，具有较高的功率因数和效率。

[1]STMicroelectronics.L6562a Transition-mode PFC controller datasheet[EB/OL].(2007)[2011-8].http://www.st.com.

[2]江磊，蒋晓波，陈郁阳，等.一种用于 LED路灯的高效率电源驱动器设计[J].照明工程学报，2009，20（4）：55-57.

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[9]邓卫华，张波.临界模式下的单级功率因数校正电路及储能电容电压控制的研究[J].电工电能新技术，2003，22(2)：38-42.

Study of the flyback LED driver with single-stage PFC based on L6562

Dong Shuo，Chen Suguang，Zhang Tao，Liu Shishen，Yuan Shidong
(Shanghai Institute of Technical Physics,Shanghai 200083，China)

A LED power supply with single stage PFC based on L6562 is designed in the paper.The principle of the LED power supply is expatiated,the function of revise power factor is analyzed,and effective methods of upgrade the efficiency are proposed in this paper.At last,a sample of LED power supply is designed and some experiments are taken to validate the high PFC and high efficiency of the LED power supply.

L6562；LED driver；single stage PFC；high efficiency

TM46；TN86

A

0258-7998(2012)03-0063-04

上海市科委科研项目（10dz1140600）

2011-10-13)

董硕，男，1987年生，博士，主要研究方向：电路与系统。