W 波段三倍频器的设计与仿真

韩艳伟 ，汪海勇 ，高永安

(1.杭州电子科技大学电子信息学院，杭州 310018;2.中国电子科技集团公司第50 研究所，上海 200063)

在雷达通信、射电天文学、大气遥感等领域通常需要高可靠性和稳定度的毫米波亚毫米波源［1］。毫米波源的获取一般有直接振荡产生和逐级倍频2种方式。直接振荡产生的毫米波源，输出功率大，但是稳定度不高。而通过倍频方式，很容易得到稳定度高、结构紧凑、相位噪声低的毫米波源。此外，通过倍频方式，可以获得高至几THz 的本振源，为研究THz频率的电磁波的特性和研制太赫兹源提供了条件［2］。

在毫米波亚毫米波段，倍频器通常是利用二极管的电阻非线性或电抗非线性实现的。文献［3］报道了220 GHz和440 GHz 的三倍频器，这2个三倍频器不是一个平衡结构，但利用输出波导的高通特性，可以使基波、二次谐波截止，转换效率达到12%以上。文献［4］报道了一个185 GHz 的平衡二倍频器，其中传输线采用悬置微带线，其电磁场大部分集中在空气中，有利于减小介质损耗，最后测试的倍频损耗最小为16.8 dB。文献［5］报道了一个180 GHz平衡三倍频器，在20 dBm 的输入功率下，仿真的最大转换效率为4.85%。文献［6］报道了一个W 频段宽带倍频器，其采用平衡倍频方式，且对二极管采用自偏置，在整个W 频段，输出功率为(0.81±1.80)dBm。文献［7］中，为了减小介质损耗，作者没有使用介质材料，而采用脊波导来制作三倍频电路，二极管安装在脊波导的2个脊上，在输入功率为22 dBm 时，在整个W 波段，输出功率在4.5 dBm 以上。文献［8］采用TRL 去嵌入测试结果和构建初级模型相拟合的方法，重新搭建二极管模型，并用于倍频电路的设计，倍频电路制作采用作者自主开发的石英基片工艺，测试结果和仿真结果有较好的一致性。

目前，国外毫米波高端的倍频器多采用变容二极管实现，倍频效率高，而国内由于工艺和器件的限制，一般采用肖特基二极管阻性倍频，这种方式可在宽频带内实现稳定的输出功率，缺点是倍频效率相对较低。

1 设计理论

一个平衡三倍频器示意图如图1所示，一对反并联二极管用来将基波频率的信号转换到三次谐波并输出到负载，在二极管和源、负载之间分别是输入滤波器与输入匹配、输出滤波器与输出匹配。输入输出匹配分别用于将源阻抗、负载阻抗匹配到输出功率最优的嵌入阻抗Zi(fp)和Zo(3fp)。同时，输入输出滤波器用于使Zi(3fp)=∞，Zo(fp)=∞，即接近于开路，以确保输入输出之间的隔离［9］。对于肖特基二极管来说，其I－V 特性曲线为

其中，is为二极管的反向饱和电流，α=q/nkT，n为理想因子，Vin=Vscos(wpt)。则

对式(2)作傅里叶级数展开，得:

此处In(αVs)为第一类变态贝塞尔函数。二极管环路电流为

对式(4)作傅里叶级数展开，得:

图1 平衡倍频器原理图

由此可知，倍频后，偶次谐波只存在于二极管环路中，外部电路中只含有奇次谐波，通过合适的输出耦合电路就可以将所需的奇次谐波耦合到负载，同时抑制基波和其他谐波。采用平衡式电路结构可以增大倍频器的功率容量，减少空闲回路，抑制偶次谐波。另外，平衡式电路对偶次谐波的抑制取决于倍频二极管的一致性和电路结构的对称性［6］。

2 电路设计

2.1 设计方案

本文采用UMS 公司的肖特基势垒二极管DBES105A。该二极管为平面倒装二极管，截止频率高达3 THz，并且具有较低的寄生电感，其焊盘直径为20μm，二极管封装为2个二极管串联的形式，这有利于增大倍频器的功率容量。设计框图如图2所示。输入信号从WR28 波导进入，在经过波导微带过渡、低通滤波器、输入匹配后馈给反向并联的二极管对。二极管的一个焊盘粘在微带线上，另外一个焊接在波导壁上接地。三次谐波在经过输出匹配，微带到WR10 波导的过渡后，从WR10 波导输出。WR10 波导本身具有高通性质，其传输截止频率为59GHz，可以有效地使基波处于截止状态。整个微带电路制作在厚为0.127 mm 的Rogers－5880介质板上，其介电常数为2.2。

图2 W 波段三倍频器示意图

2.2 波导微带过渡结构

波导微带探针结构常用来实现矩形波导的TE10模到微带线的准TEM模的转换，并在转换的同时实现阻抗匹配。对于W 波段倍频器，本文分别设计了WR28、WR10 波导到微带线的转换结构，采用E 面探针耦合的方式。如图3所示，在波导宽边中间开窗，并将基板插入波导中，其形式类似于一个单极子天线在封闭的波导中辐射。微带探针后面连接一段高阻抗线和1/4λ(λ为微带线中电磁波的波长)的阻抗变换线，高阻线用于抵消微带探针耦合的电容效应，1/4λ 阻抗变换线能够增加过渡结构的带宽。微带探针中央距波导短路面大约1/4λg(λg为波导波长)，使探针处于电场最强的波腹位置，确保最大的转换效率［10］。

图3 波导到微带过渡示意图

图4 给出了WR10 波导到微带过渡的仿真结果。WR28 波导到微带过渡的仿真结果限于篇幅就不再给出。

图4 WR10 波导到微带的过渡的S 参数的仿真

2.3 微带低通滤波器

输入低通滤波器可以用来使基波通过，同时阻止三次谐波回到输入端。本文采用高阻抗线加载径向线的方式实现。和一般的微带四分之一波长的开路枝节相比，径向线具有尺寸短、加载点位置精确、带宽大的优点［6］。在设计时，首先，使用ADS 获取7 阶集总低通滤波器的电感、电容值，然后分别使用80Ω 串联高阻线、蝴蝶型径向线综合出要求的电感电容，接着在高频电磁仿真软件HFSS 中建立起滤波器的模型，并进行优化。仿真的S 参数如图5所示。

图5 低通滤波器的仿真S 参数

2.4 阻抗匹配

为了最大化三次谐波的变换效率，提高输出功率，必须在倍频器电路中加入适当的匹配电路。文献［8］中提到在输出匹配网络之后并联一段高阻开路枝节，长度为五次谐波波长的四分之一，用来抑制五次谐波。本文在采用这种方法进行仿真时发现，虽然五次谐波得到了抑制，但是三次谐波输出功率也下降了。因此为了最大化输出功率，本文并未采用这种方法。在初步匹配好后，将输入输出匹配枝节在HFSS 中建模，仿真得到的对50Ω 归一化的S参数，连同先前在HFSS 中已经优化仿真好的低通滤波器和波导微带过渡结构的广义S 参数保存为s2p 文件，并导入到ADS 中，连接二极管对、输入输出匹配网络。利用谐波平衡仿真进行分析，如不满足目标，则需要ADS和HFSS 的交替优化仿真，仿真以最大化输出效率和输入耦合为目标，对匹配枝节的长度和宽度进行优化［1］。

2.5 倍频器电路的整体仿真

在输入功率为20 dBm 时，对三倍频器进行非线性仿真分析。仿真的输出功率、输入回波损耗分别如图6、图7所示。在80 GHz～100 GHz 范围内，输出功率十分平稳，大小为5 dBm 左右。从图6 中看得出来在100 GHz～105 GHz 之间输出功率出现了很深的凹陷。这可能是由于三次谐波在输入滤波器和平衡二极管对之间来回反射相位相反而相互抵消造成的［8，12］。从图7 中看到，在输入频率为27 GHz～35 GHz 范围内，输入回波损耗都大于10 dB。变频损耗随输入功率的变化曲线如图8所示。当输入功率为17 dBm 时，变频损耗最小，且为14 dB。同时，从14 dBm～20 dBm，变频损耗比较平稳，说明所设计的三倍频器有较大的动态范围。

图6 在20 dBm 输入功率时，仿真的三次谐波输出功率随频率的变化曲线

图7 仿真的输入回波损耗

图8 仿真的变频损耗随输入功率的变化曲线

由上述仿真结果可知，设计的倍频器有较好的宽带性能和较低的倍频损耗。与文献［8］中相比，输出功率和带宽都比较大，这也说明了文献［8］中所述的抑制五次谐波的开路枝节不仅影响了输出功率，还影响了倍频器的输出带宽。与文献［5，11］相比，输出功率稍小一些，但是输出更平坦，带宽更大。

3 结论与分析

本文从平衡三倍频器原理入手，利用计算机辅助软件HFSS和ADS，设计了一个W 波段宽带三倍频器。当输入功率为20 dBm 时，在80 GHz～100 GHz 范围内，输出功率非常平稳，约为5 dBm。设计中，为了改善输入回波损耗，匹配枝节采用三段微带串联传输线，而这增大了变频损耗。在输出环节中，为了最大化输出功率，未加入输出带通滤波器或者五次谐波抑制枝节，对五次谐波的抑制不够。

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