十位数控射频移相器的设计与验证

杨岱旭 ，张 彤* ，唐 杰

(1.东南大学电子科学与工程学院，南京 210096;2.东南大学仪器科学与工程学院，南京 210096)

移相器作为针对射频信号基本特性:相位进行调整的重要微波射频基本组件应用于雷达系统，通信系统，仪器与测量系统等多个方面。现代通信系统频谱资源日益宝贵，如何提高频谱资源的利用效率成为研究热点之一，现有通信系统在功率提升的同时由于三阶交调等非线性效应产生的干扰其他频段的带外信号，带来了比较严重的信道干扰问题，提升发射系统的线性度日益成为系统关键问题，在众多线性化技术中前馈技术与预失真技术是提升系统线性度水平中最主要应用的途径［1］。而线性化技术中最重要的信号处理技术之一就是相位调整，这便使得数控移相器成为其中的关键部件。在众多移相技术中，采用变容二极管作为反射式移相器的反射网络特性阻抗调整元件的移相技术具有结构简单、Q值高、尺寸小、成本低等优点［2］。

本文以超线性大功率直放站功放为应用背景，利用ADS 设计仿真成功了一种数控移相器，并制作微带电路板进性测试实验，现已应用于功放整机中，测试结果各项指标满足系统需求，整机测试中对180 W 四载波信号的交调抑制达到了－70 dBc。

1 变容二极管反射型移相器原理［3－4］

典型的变容二极管反射式移相器结构如图1所示，3 dB 耦合器中端口1为输入端，端口2为直通端，端口3为耦合端，端口4为隔离端。信号由端口1 输入平分至端口2 与端口3，两路信号被变容二极管反射网络反射，返回端口1 的两路信号由于等幅反相完全抵消，而到达端口4 的信号则同相叠加输出。端口2 与端口3 之间的电抗的相位特征由变容二极管电容决定，在理论上变容二极管的容值由0 变化至无穷大可以产生0 到180°的相位变化［6］，如果在反射网络中加入其他电抗元件，如电感等可以提升相移量但是相应会使得移相器的线性度等参数变差。

图1 变容二极管反射式移相器原理图

接下来对变容二极管特性进行分析，如图2，变容二极管的等效电路可由可变结电容CJ，结二极管D，串联结电阻RS，串联电感LS，并联电容CP组成［7］。

图2 变容二极管的简单等效电路

其中串联电阻RS不对相移产生影响，而并联电容CP可以并入结电容，设终端负载阻抗为ZL=RS+jX，可得反射系数为:

式中X为表征容抗与感抗特性的阻抗虚部，X=ωL－1/ωC。将上式进行归一化处理，令rs=Rs/Z0为系统的归一化电阻，x=X0/Z0为系统的归一化电抗。将串联电阻Rs忽略，则rs=0，|Γ|近似为1，则可得反射相位θ为:

由上式可以看出移相器的相移量只和负载阻抗的虚部相关，即只和负载的电容电感特性相关，由于电感是由封装的引线电感决定且为常数，因此反射相位由变容二极管的电容大小决定［8］，其中移相器的最大相移量决定于电抗的变化量ΔX:

上式中M=Cmax/Cmin，即变容二极管的变容比，由变容管本身物理特性所决定。

2 移相器的十位数字控制实现

由于整个前馈系统本身控制环路较多，控制变量多达二十几个，所以需要有主控进行统一的变量控制与算法实现等功能，为了实现单片机与各个控制模块的连接，就需要有与ARM7 单片机有合适的数模转换接口。为了实现移相器的十位精度的数字控制我们选用了INTERSIL 公司的数控电位器X9119 作为DA 转换器，此芯片通过IIC 协议与单片机通信，可以转换数字信号到模拟信号从而达到实现移相器的数字控制功能。如图3，一路信号通过DA 转换控制移相器2 与衰减器2，而衰减器1 与衰减器2 是通过电位器手动调节，用来确定数控部分合适的工作点。这种手动调节与数控调节串联的模式可以提高系统的调节范围，保证数控部分有足够的调节空间，而且可以通过单片机内部控制算法弥补移相器部分损耗不一致带来的信号畸变等问题。

图3 移相器在前馈系统中的应用

3 移相器的ADS 仿真设计［9－10］

根据系统需求，我们需要设计一个控制电压在0～5 V 时相移量在120°以上的压控移相器，而且由于前馈系统对信号幅度的敏感性，要求在调相过程中幅度变化小于±1 dB。结合移相器设计指标，我们选用了成本较低，结构简单的反射式变容二极管移相器，变容二极管选用了Skyworks 公司的SMV1245，在反射网络中两个耦合器端口各连接两个变容二极管，这两个通过偏置网络连接的变容二极管可以提升整个反射网络的的变容比。采用的仿真步骤是先由厂商器件手册提供的模型进行变容二极管建模，与器件手册对比进行模型验证，然后采用该变容二极管模型进行原理图优化仿真。

3.1 变容二极管的建模仿真［11］

如图4，根据厂家器件手册里提供的SPICE模型我们在ADS 软件中建立变容二极管的模型并进行电抗参数仿真，然后将电抗参数代入公式可得器件的电容值，进而得到变容二极管的C－V 曲线。

图4 变容二极管模型

如图5，变容二极管仿真结果与器件手册典型值对比图，可以看出仿真所得曲线与器件手册上基本吻合，低偏压状态下仿真曲线比器件手册区间相比略高，而在中等偏压下仿真曲线比器件手册所给出的典型值相比较偏低，在高偏压下两者逐渐重合，仿真曲线与器件手册的给出的典型值差距在4%以内，由于器件手册提供的值也只是参考的典型值，这一误差在可接受范围内。

图5 变容二极管仿真与手册典型值对比

变容二极管的结电容主要取决于势垒宽度W，外加的反向偏压可以改变势垒宽度从而达到调节结电容的目的，但是变容二极管对外射频加信号的频率变化也较敏感，在截至频率范围内，随着频率的升高，变容二级管的Q值变小，串联电阻Rs变大［12］。变容二极管电容在100 MHz～900 MHz 范围内的变化情况如图6，我们通过改变ADS 中的频率参数进行多次仿真，可见变容二极管低电压下的电容值会随着频率的升高而升高，而高电压下各频率电容值差异不大。

图6 100 MHz～900 MHz 变容二极管电容变化仿真结果

3.2 移相器部分的仿真设计

如图7，使用ADS 建立移相器部分的电路图，电容C1、C2起隔直作用，C3、C4为去耦电容，C5、L1分别隔绝直流信号与射频信号相互的影响。R4、R5、R6、R7为偏置网络，D1、D2、D3、D4为变容管模型，每一个端口使用两个变容二级管以提升变容比，电桥Hybird90损耗参数采用器件手册给出的参考值。

移相器部分电路由ADS 进行S 参数仿真，得到仿真结果S21相频特性见图8，可以看出移相器在960 MHz 的GSM 下行通道频段内可以实现0～153°的相移量，在控制电压0～5 V，相移量随电压而增加，趋势为单调递增，曲线存在一定非线性影响。

图7 移相器ADS 原理图

图8 移相器控制电压与移相角度仿真结果

移相器部分电路的传输特性与端口反射特性仿真如图9所示，可以看到移相器的传输损耗小于－1.06 dB，调节范围内传输损耗平坦度为±0.1 dB，通带内传输特性随电压变化幅度仿真结果达到预期水平。S11、S22两反射曲线基本重合，双端口的反射系数均小于－22 dB，端口反射比较小，即电压驻波比足够小，满足项目指标要求。

图9 移相器反射特性、传输特性仿真结果

4 数控移相器的实现与测试

4.1 数控移相器的电路实现

在实际电路中，移相器部分我们采用Anaren 公司的3 dB 耦合器XC0900P－03和Skyworks 公司的变容二极管SMV1245－011 制作微带电路，数控部分采用NXP 公司的ARM7 核心的LPC2132 作为主控芯片，使用INTERSIL 公司的十位数字电位器X9119外接5 V 电压作为十位DA 转换器。

如图10，微带电路板使用F4(聚四氟乙烯)高频低损耗材料为基板，双面布板，底面全部为均匀地参考面，双面阻焊，板材介电常数3.5，厚度0.8 mm，铜箔厚度为0.037 5 mm。通过ADS 自带的线宽计算软件仿真可得在此基板参数和中心频率下的50Ω 微带线的宽度取W=2.0 mm，最后结合厂家根据板材与侧向腐蚀经验值结合实际测试，线宽加宽0.2 mm，最终微带线宽度设计为2.2 mm。

图10 微带电路版图与实物图

4.2 数控移相器的测试

移相器的最主要技术指标为其移相能力，本文使用矢量网络分析仪在移相器的工作频率930 MHz与960 MHz 分别进行幅频特性与相频特性分析，经过处理后得到测试结果见表1。

表1 930 MHz 与960 MHz 移相器的测试结果

续表1

图11 移相器实测移相特性图、损耗特性图

将上表绘图得到图11，通过如图所示测试结果可以看到该移相器达到了我们所需求的相移结果，整体性能较之ADS 仿真结果有一定程度恶化，在0～5 V 的整个电压范围内，可以实现0～148°的数控相移，整个相移曲线相位随着控制电压的升高呈递增趋势，线性度方面稍差，在控制电压范围中部相位变化速度较快，在两端相位变化较慢。930 MHz 与960 MHz 的移相结果稍有不同，在带宽上下限测得的移相差距平均为0.6°，最大差值为1.3°，整体插入损耗小于－2.3 dB，损耗平坦度±0.7 dB。

4.3 误差来源与对系统的影响

在实际电路中移相器和仿真结果相比在线性度与移相准确度方面有一定的劣化，在移相线性度方面稍差的原因可能由于微带线加工与匹配过程中存在的加工误差，器件误差与部分器件的非线性特征造成。在移相误差方面，930 MHz 与960 MHz 的实测移相差值平均为0.6°，造成这种现象的原因是由于在不同频率下，变容二极管的结电容会发生变化(如图6)［13］，其他的元器件、微带线的传输特性在不同频率下也有少许差异最终使得移相精度略有误差。

在实际工程应用中，针对上述移相器的特点，系统对移相器做了软件补偿，且由于该移相器在前馈控制系统中处于反馈调节的部分，移相器的线性度问题与移相误差问题对整个前馈系统的控制精度不造成显著影响，而这些误差在设计中，由于单片机PID 算法本身对控制对象所有非线性特征的补偿，调节部分针对非线性特征做了合理的补偿。

5 结论

本文设计并实现了一种低成本的十位的数控移相器，实际测试结果与仿真结果基本符合，性能略有恶化。由于上述移相器处于前馈控制系统中处于反馈调节部分，线性误差与可接受的移相误差对整个前馈系统的控制精度不造成太大性能影响，且设计中在单片机PID 调节部分针对移相器的非线性特征做了合理的补偿，这使得在实际使用中整个前馈系统在四载波180 W 功率下达到了－70 dBc 的交调抑制，数控移相器的性能得到了切实的验证。

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