新型单级隔离型PWM变换器及其控制研究

夏泽中，任大庆，任薛蓓，杨荣德

(武汉理工大学自动化学院，湖北 武汉 430070)

随着电力电子装置的广泛使用，谐波干扰越来越受到人们的关注。目前，带有功率因数校正的开关变换器通常分为单级结构和两级结构两类[1]。在两级结构的电路中，第一级类似于Boost型PFC电路，目的在于控制输入功率因数并且抑制输入电流的高次谐波;第二级为DC/DC变换器或DC/AC变换器，目的在于调节输出以便与负载匹配。由于两级分别有自己的控制环节，使得该电路具有良好的性能，但由于器件太多，故成本提高很多，因而两级方案大多用于精密电源和大功率电源的功率因数校正中。单级结构的电路将PFC级和DC/DC级整合在一起，同时完成因数校正和输出电压调节两项功能，平均电流的单周期控制方式既简化了控制电路，又降低了成本，同时还减少了变换器的损耗[2]。

目前单级PFC变换器拓扑的研究主要采用单开关方案，仅限于小功率电源。原因在于:首先，单级变换器要求兼顾输出电压的快速调节及输入电流波形的控制，而单开关方案在设计中存在许多不足，使电路元器件的利用率下降;其次，单级变换器虽能实现部分能量直接向输出侧传递，但其比例较小，因此总体效率可能会低于两级变换器，从而使单级变换器的成本优势难以体现;与两级变换器相比单级变换器存在着输入电流畸变率较高的缺点，通常高达40% ～70%。同时，当电源的输出功率增加或多台电源并联运行时，其谐波将不能满足要求，使得电路拓扑、器件成本及效率等各项指标都难以令人满意[3-4]。

笔者提出了一种新型单级隔离型PWM变换器。该单级变换器能减少电路元器件数量，提高电路效率，实现较低输入电流畸变，使电路满足相应的谐波标准。通过对电路拓扑的各个工作模式分析和仿真实验研究，验证了该拓扑及控制方式理论上的正确性，并对实验样机进行试验研究，得到了预期的结果。

1 工作原理及特性分析

单级隔离型PWM变换器新拓扑结构如图1所示。

图1 带功率因数校正的PWM变换器

通过控制器控制4个MOS管的开通和关断，使主电路既能实现功率因数校正，输入电流和电压同相位，又能控制输出电压稳定可调。下面具体分析主电路的工作过程。

主电路可以分为正负两个半周工作，且各有4种工作模式，在正半周时控制逻辑与工作模式如图2所示。

工作模式1:S2导通，S1、S3、S4关断，电流经过 L1、D1、S2、Cd、D4通过电感 L1给电容 Cd充电。

工作模式2:S2、S3导通，电容Cd通过高频变压器原边放电，电容上的电压大于电源电压，电源电压被钳制。

工作模式3:S1、S4导通，电容Cd通过高频变压器原边反向放电，同时电源经过Boost回路为电感充电。

工作模式4:S4导通，电源经过Boost回路继续为电感充电。

在正半周时，S2与S4互补工作，S3与S2后沿同步，S1与S4前沿同步。该电路相当于把Boost回路与逆变回路叠加在一起。S2与S4协调控制电路的功率因数，S1与S3导通时间相等，保证高频变压器不偏磁，S1与S3的导通时间控制输出电压的大小[5-6]。

电源在负半周时，工作过程与正半周对偶相似。负半周控制逻辑与工作模式如图3所示。

图2 电源正半周控制逻辑与工作模式图

图3 电源负半周控制逻辑与工作模式图

该电路提高了电路中各个元器件的使用效率，使单级控制可以用于大功率场合。为了提高效率，减少MOS管开通关断的损耗，可以采用零电压或者零电流等软开关技术。

2 主电路的仿真

采用Matlab对主电路进行仿真，利用Power Simulink搭建主电路的模型。为了降低建模的难度，同时保证建模的准确性，鉴于正负半周工作对称互补，可以仅对主电路的正半周进行建模[7]，模型如图4所示。

设置电感L1为0.4 mH，电感工作在CCM模式[8];设置电容 C1为 1 000 μF，以减小电压的波纹;为了防止整流输出100 Hz和120 Hz纹波干扰，设定电压环截止频率为65 kHz;设置电阻R1为10 Ω的负载电阻;同时设置R2为30 kΩ的假负载;设置开关频率为50 kHz;仿真采用离散仿真，仿真算法为obt23，时间设定为0.5 s。反馈采用平均电流控制模型搭建，采用电流内环和电压外环，内环电流的采样来自主电路的电感前端，电压反馈采样来自电容上的电压反馈比例。两个开关模型根据零电流采样，判断PWM波送入哪一路MOS管[9]。仿真波形如图5所示。

从图5中可以看出，输入电流可跟踪输入电压，波形仅出现了微小的畸变。主电路中的电容经过阻尼振荡也回到了稳定状态，纹波较小。

3 硬件实现与实验结果

基于新型拓扑，设计了一台额定功率为120 W，输出额定电压为60 V，额定电流为2 A的实验样机。变压器原边大电容的额定电压为400 V。实验样机采用如图1所示的主电路结构和图6所示的控制电路结构。

在选择开关管时，额定电流必须大于电感电流，电压考虑1.2倍的安全裕量，电流考虑1.5倍的安全裕量。由于MOS开关管在一个工作过程中，既要作为Boost的充电回路，又要承担电容放电回路的电压电流，可以采用8 A，500 V的IRF840元件。变压器原边采用450 V/1 000 μF的电解电容。控制电路由输入侧直流电压控制闭环及输出电压控制闭环构成。输入侧直流电压控制采用英飞凌公司生产的单周期控制芯片ICE1PCS01元件，逆变控制采用SG3525A芯片。单周期控制技术取代了传统平均电流控制方式中的乘法器，并且无需检测输入交流电压，其突出特点是无论暂态和稳态，都能保证受控量的平均值恰好等于或者正比于控制参考信号，同时，其动态性能好，明显降低了电路的复杂度。通过积分电路对ICE1PCS01输出的 PWM波进行处理，将ICE1PCS01的振荡信号送至同步频率形成电路和SG3525A的 SYNC管脚，以保证 SG3525与ICE1PCS01能够同步工作。电压调节器输出与SG3525的锯齿波进行比较产生两路相反的PWM信号。PWM反向器件采用MIC4426元件，该元件为专用的PWM反向器件，输入一路PWM，可以得到一路互补的信号和一路原信号。控制电路的目的就是保证产生符合预期的控制信号逻辑。

图4 主电路正半周仿真模型

图5 仿真波形图

图6 控制电路结构图

电压基准采用TL431元件，能稳定电压并且反馈给光耦。光耦隔离采用PC817元件，光耦反馈的电压输入到SG3525A的Vref管脚。实验样机的电流波形界面图如图7所示。

图7 输入电流波形界面图

从实验结果可知，输入电流基本上实现了跟踪输入电压，获得了较好的功率因数校正效果，同时，输出的直流电压也比较稳定。不足之处是为了兼顾PFC，使得输出调压范围有所限制。故该变换器适合应用于低电压大电流场合。

4 结论

笔者提出了一种基于桥式电路的单级隔离型PWM变换器拓扑，对其工作原理及控制方式进行了分析研究。仿真和实验结果表明，该电路拓扑具有良好的功率因数校正功能，输入电流的总谐波畸变率较低[10]，完全可以在实际中应用，由于该实验样机采用了单周期控制芯片，其外围电路结构简单，动态性能好。

[1] 裴云庆，倪嘉，王兆安.一种新型单级PFC拓扑及控制方式研究[J].电力电子技术，2005(12):18-19.

[2] 许化民，阮新波，严仰光.单级功率因数校正AC/DC变换器的综述[J].电力电子技术，2001(1):15-16.

[3] 刘鸿鹏，王卫，刘永光.一种新型无桥Buck-Boost PFC 变换器的研究[J].电工技术学报，2007，22(增刊):20-21.

[4] 董晓伟，裴云庆，曹建安，等.一种新型单级变换器的研究[J].电力电子技术，2004(8):17-19.

[5] ZHANG J D，FRED C L，MILAN M J.An improved CCM sigle stage PFC coverter with a low frequency auxiliary swich[J].IEEE Trans on Power Electronics，2003，18(1):44-45.

[6] 苏斌，杭丽君.新型单级隔离型软开关功率因数变换器[J].中国电机工程学报，2008(1):20-21.

[7] 张纯江，周欣洁.新型单级隔离式半桥PFC变换器[J].电力电子技术，2005(12):43-44.

[8] 瞿成明，江明.基于对偶变换的新型单级PFC变换器研究[J].通讯电源技术，2007(1):23-24.

[9] 杨旭.开关电源技术[M].北京:机械工业出版社，2002:42-56.

[10] 万军，王建海，马彦兵.三相AC/DC变换器的滑膜电流控制[J].电力电子技术，2005(10):27-29.