基于全桥移相控制器UC3879的开关电源设计

2012-07-17梁军龙

山西电子技术 2012年1期

梁军龙

(国营大众机械厂第一研究所，山西太原030024)

电源按控制方式一般可分为线性电源和开关电源两类。其中:线性电源的输出纹波较小、电磁兼容性较好，但效率较低、发热较大、电源体积较大;开关电源以其效率高、发热量较小、体积小、重量轻，逐渐取代了线性电源。

全桥移相的开关电源控制方式拓扑结构简洁，控制方式简单。在这种控制方式下:开关频率恒定，有利于滤波器的优化设计;可实现开关管的零电压开关，减小了开关损耗，提高了电源的工作效率;由于元器件的电压和电流应力较小，降低了元器件的性能要求，使电源成本降低。因此，在中、大功率的开关电源设计过程中多采用全桥移相的控制方式。

笔者在此基础上利用全桥移相技术，进行了300 W开关电源的设计。

1 设计要求

拟设计的开关电源的技术指标如下:

(1)输入电压范围:DC 18 V～36 V;

(2)输出电压:DC 24 V;

(3)输出电压微调:标称输出电压的±10%;

(4)额定输出电流:12 A;

(5)负载调整度:±1%;

(6)输出电压纹波峰峰值:200 mVp－p;

(7)过流保护:15 A;

(8)工作温度:－20℃ ～+85℃;

(9)环境湿度:相对湿度90%(35℃)。

2 开关电源的设计

由于开关电源输出的功率较大，所以采用全桥移相的控制方式。电源主控芯片选用TI公司的全桥移相型PWM控制器UC3879，UC3879可对两个半桥开关电路的相位进行移相控制，实现功率级的恒频PWM控制;UC3879的4个输出端分别驱动A/B、C/D 2个半桥，每个半桥都能进行单独的导通延时(死区)调节，在该死区时间内确保下一个导通管的输出电容放电完毕，为即将导通的开关管提供零电压开通条件;UC3879可工作在电压模式和电流模式下，并具有1个独立的过电流关断电路以实现故障的快速保护［1］。其电气特性如下:

(1)可实现0～100%的占空比控制;

(2)开关频率可达2 MHz;

(3)两个半桥输出的导通延时可单独编程;

(4)支持欠压锁定功能;

(5)软启动控制功能;

(6)锁定后的过流比较器在整个控制周期内均可重新启动;

(7)适用于电压拓扑和电流拓扑;

(8)在欠压锁定期间输出自动变成低电平;

(9)启动电流仅150 μA;

(10)误差放大器带宽为10 MHz。

在开关电源的设计过程中，变压器设计是整个开关电源设计的核心，对开关电源性能有决定性的影响。现将这部分设计分述如下:

2.1 变压器设计

变压器设计的关键是磁芯的选取、原边/副边匝数的计算。在此，为避免开关电源产生的开关噪声对负载的干扰，选取开关频率为36 kHz，在此开关频率的基础上进行变压器的设计［2］。

2.1.1 磁芯选择

36 kHz开关频率条件下:

式中:Ap—磁芯面积乘积;

Ae—磁芯有效截面积;

AQ—窗口截面积;

PT—开关电源输出功率;

η—开关电源效率，在此为0.8;

fs—变压器的开关频率;

Bm—磁通密度;

Km—窗口占空系数，与导线粗细、绕制工艺及漏感和分布电容的要求等有关;

KC—电流密度系数，与铁心形式、温升要求等有关。

为保证磁芯具有一定裕度，选取TDK EI50磁芯，该磁芯Ap=4.14(Ae=230 mm2，Aw=180 mm2)，能够满足要求。

2.1.2 原边/副边匝数计算

为减小导线的趋肤效应，选取导体标称直径d=0.630 mm的导线，原边12根并绕，副边8根并绕。

原边匝数:

式中:VDT—MOSFET漏源压降;

D—原边绕组占空比;

Bmax—最大磁通密度;

Vdc(min)—直流母线电压最小值;

T—开关周期，T=1/fs。

尝试取原边匝数Np=4时，副边匝数为:

式中:Vom—输出电压。

适当放大计算所得匝数，考虑取原边匝数6匝，副边匝数Ns=7匝。

初级电流有效值:

式中:Pout—输出功率。

次级电流有效值:

取电流密度4.5 A/mm2。

原边每匝导线截面积:

副边每匝导线截面积:

考虑到导线的集肤效应(集肤深度约0.38 mm)，选取标称直径0.630 mm的导线。其外径为0.68 mm(1级)。

原边并绕根数:

取13根。

副边并绕根数:

取8根。

下面计算绕组总面积:

原边绕组面积=Np×原边并绕根数×0.6302=30.95 mm2.

副边绕组面积=Ns×副边并绕根数×0.6302=22.2 mm2.

总面积=原边绕组面积+副边绕组面积*2=84.12 mm2.

3 全桥移相变换器工作原理

全桥移相变换器是输出功率最高的一类，其拓扑原理图如图2:

图2 全桥移相拓扑原理图

全桥移相变换器通过改变功率开关控制策略，使其中一个功率管先关断，一次绕组的另一端仍与地相连，这使得漏感、谐振电感和MOSFET的输出电容构成谐振网络。这样，一次绕组的开路端电压振荡到下管的母线端电位，然后下管MOSFET以ZVS(零电压开关)方式开通。接着与一次绕组滞后端相连的MOSFET可以关断，且滞后端振荡到上管母线端电位，最后上管MOSFET开通［3］。MOSFET的开通、关断波形见图3。

由于MOSSFET管在关断瞬间，一次绕组的两端都有一个单端流过的负载电流，所以每个MOSFET都实现了ZVS开通、关断，错开了功率器件大电流和高电压同时出现的硬开关状态，抑制了MOSFET开通、关断时产生的电压尖峰，减少了开关损耗与干扰。

图3 MOSFET的开通、关断波形图

4 谐振电感设计原则

ZVS的实质就是:利用谐振过程对并联电容充放电，让某一桥臂电压Ua或Ub快速升至电源电压或降至零值，使同一桥臂即将开通管的并联二极管导通，把该管两端电压迅速钳在零位。而在主变压器源端串接自我谐振电感Lr，可促使变换器滞后臂实现ZVS［4］。

由于只有Lr参与谐振，如果谐振开始时Lr电流iLr较小，Lr储能不够，电容C的谐振电压Uc的峰值就有可能达不到Uin，开关管的并联二极管就不能导通，其对应的开关管就不能实现零电压开通。为了使电容的谐振电压峰值能够达到Uin，电感的储能必须足够，在谐振开始时电感Lr的电流iLr(0)必须满足:

这一不等式是设计谐振电感Lr的依据。

Lr取值较大可有效抑制原边电流急剧变化引起的寄生振荡，减小上冲或下冲的尖峰毛刺，降低开关损耗;但Lr过大又会延长占空比丢失时间，降低整机效率。Lr取值小些可缩短原边电流在死区时间谐振过零的反向过程，在输入电压最低、输出电流最大时仍能控制移相稳压，提升电源效率;但Lr过小，虽使占空比丢失减小，但原边电流上冲或下冲的尖峰毛刺会显著增大，增大开关损耗，降低电源的可靠性。因此，在实际的设计过程中，在允许的范围内要多做比较，不断优化，以试验数据为准。