一种在LTE-Advanced载波聚合下降低CM的方法

2012-07-03王文涛史治平曾庆展胡紫嘉梁春丽

电子技术应用 2012年3期

王文涛,史治平,曾庆展,胡紫嘉,梁春丽

（1.电子科技大学通信抗干扰技术国家级重点实验室，四川成都 611731;2.中兴通信技术有限公司,广东深圳518083）

载波聚合技术[1-3]是LTE-Advanced标准的一个重要特性。在载波聚合下PAPR/CM会严重恶化。该问题的引起一方面是因为载波聚合下的多个成员载波做一个FFT/IFFT，峰值出现的概率和幅度会因为频域变换点数增多而变高，另一方面则是载波聚合下导频序列的重复出现。LTE-Advanced需要对LTE保持良好的后向兼容性，这就要求LTE-Advanced保持LTE中设计的导频序列产生方式。在载波聚合下，多个成员载波可能会使用相同的序列，频域上重复出现的序列经过IFFT变换之后容易产生较高峰值和CM。

LTE中采用CM来表征功放功率效率的降低[1，4]。在放大器电路中，放大增益的非线性分量是产生信道邻道泄漏比(ACLR)的主要原因。功放输出信号v0(t)=G1v1(t)+G3[v1(t)]3由两项构成：一项与 v1(t)成正比，另一项与 v1(t)的立方成正比。此立方项是造成信道失真、三次谐波，从而造成带内干扰和邻道干扰的原因。因此，用CM值直接衡量这个立方项是比PAPR更直接、更准确的衡量方法。

本文介绍了一种选择相位旋转法，该方法能够解决LTE-A下由重复序列引起的CM问题。通过基于导频序列选择最优相位旋转组合，在子帧内各个成员载波上添加相应的相位旋转来实现降低发射信号的CM，并且该方法不需要接收端做其他处理。

1 LTE中的导频结构

1.1 下行导频结构

LTE下行有广播信道导频、用户专用导频和小区专用导频，通常情况下主要用到的小区专用导频如图1所示。

以单天线为例，对于天线端口0，下行导频分布在一个子帧14个符号 (如无特殊说明则都是在常规CP下)中的4个符号，并且在这几个符号内与下行控制信道（PDCCH）、下行共享信道（PDSCH）频分复用。

下行导频序列都由长度为31的gold序列定义，gold序列产生器包含两个长度为31的m序列产生器，输出序列 c(n)为：

其中，Nc=1 600，x1的初始序列是固定的，x2的初始序列通过小区标识cell_id来确定。

1.2 上行导频结构

LTE的上行导频结构如图2所示，在时域上，导频位于每个子帧的第4和第11个符号，频域上占满UE所有的发射带宽。

当PUSCH分配的资源块数目大于3、导频序列长度大于36时，上行导频使用的是Zadoff-Chu序列，ru,v(n)的生成方式如下：

2 载波聚合对CM的影响

LTE-Advanced需要保持LTE设计的导频序列产生方式。多个成员载波生成的参数可以考虑两种假设，一是先在一个成员载波上进行接入并配置RRC参数，通过这个成员载波的控制信息通知UE其他成员载波配置的参数，这样可以避免出现重复序列，但会增加RRC控制信息；另一种是假设一个物理小区内使用相同的导频参数配置，不过容易产生较高峰值和CM[5-6]。

削峰是降低PAPR/CM最常见的方法，但载波聚合下的峰值问题主要是由导频在频域重复出现引起的。若通过削峰降低导频符号的CM，必然会引起导频的严重失真从而影响系统的整体性能。下面介绍一种载波聚合下降低CM而不引入噪声的方法。

3 选择相位旋转

3.1 原理介绍

部分传输序列是一种常见的无附加噪声的优化方法，但由于其需要传输一定的附加信息来告知接收端数据块分组和所选择的旋转相位因子，因而无法在LTE下使用。但在载波聚合下，成员载波提供了一种天然的子块划分方法，把整个带宽的数据看成是一个数据块，各个成员载波当作子块[7]。

因为LTE中使用的是星状导频，只有部分OFDM符号中有导频，无导频的符号只能通过时域插值来估计信道。如果一个子帧内各个符号的旋转因子组合不一样，则接收端的用户设备就不能解调非导频符号的数据。因此，必须使整个子帧的所有符号都乘上相同的旋转因子组合，并且旋转因子在导频映射之后再相乘，这样旋转因子才能通过导频告知接收端。

对各个成员载波分别乘上一个幅度为1的相位因子ki,其中i是成员载波的标号，ki在一个有限的集合内选择，ki∈(θ1,θ2， … ,θn-1,θn),通过选择最优的相位因子组合K，尽可能降低时域信号的PAPR/CM。这里主要包含两个问题：(1)怎样将发送端选择的最优K告知接收端，因为接收端需要知道相位因子才能解调;(2)怎样选择PAPR最低的K组合，即：Kopt=min(CM(x(K)))。

对于问题(1)，如图3和图4，相位旋转信息可通过导频传到接收端，只需要对一个成员载波的数据和导频添加相同的相位因子。对多个成员载波只做一个IFFT的情况，收发端可以表示为：Y=H×U×X+N,其中，旋转相位因子矩阵表示为：U=kron(ones(sizeof_compornent_carrier),diag(Kopt)),H是原始的频域信道对角矩阵，而经过旋转相位加扰之后，接收端可以把H×U看作是等效信道矩阵。

3.2 相位因子选择

基于导频选择旋转因子的另一个优点是导频能先于其他信道产生，不会提高基带的处理延时。若对所有数据都映射到资源粒子后再做旋转因子选择，既增加了复杂度，又会增加基带处理时延。因为导致CM上升的主要是导频，所以通过导频来选择相位因子，既可以降低选择的复杂度，也可以降低对处理时延的要求。

对于上行，由于子帧内导频所在的第 4、11个符号在多个成员载波上可能会出现重复序列，峰值和CM就可能高于其他符号，因此以导频所在符号作为选择最优旋转相位组合的条件，先把各个成员载波的导频序列映射到导频符号中，然后遍历所有的旋转因子组合，分别计算每种组合下导频符号的CM值。对每种组合的两个导频符号进行IFFT变换到时域，找出时域峰值最小时对应的那一组旋转因子组合K作为找到的近似最优旋转因子组合。

下行在把导频序列映射到导频符号时，只映射符号中导频对应的位置，其他共享信道数据位置填零。与上行一样，通过遍历旋转因子，对每一种旋转因子组合对应的数据做IFFT变换到时域并找出CM值最小的组合K。但对于下行闭环空分复用的情况，由于各个天线在同一成员载波的因子不一样，UE无法区分等效信道和原始信道，这就可能把等效信道认为原始信道并反馈不准确的 PMI。

接收端解调时,只需把旋转因子和原始信道的乘积看作等效信道，再用估计出的等效信道接共享信道，就可以解出共享信道的数据。

3.3 操作流程

(1)产生导频序列后，按照上/下行导频映射方式，把导频序列映射到导频符号中，对于下行导频符号中的非导频资源粒子填零；

(2)遍历每一种相位旋转因子组合，把旋转因子乘以对应的成员载波再做IFFT变换，选择CM值最小的那一组旋转因子组合；

(3)把最优组合应用到子帧传输中，完成资源映射后，分别乘以对应的相位因子。

3.4 性能仿真和分析

由图5和图6的仿真性能图可以看到以下几点：

(1)导频符号的CM大大高出整帧的CM，证明了载波聚合的导频对CM的影响。

(2)下行重复导频是增加CM的重要原因。

(3)随着成员载波数增加，不仅原始信号的CM会逐渐增加，而且通过相位旋转处理获得的增益同样增加。较多的成员载波为相位旋转算法提供了更多的灵活度和可优化空间。

(4)只根据导频选择旋转因子完全可以得到基于全数据选择达到的效果，并且导频序列提前可以预判，因此不受处理延时的限制。

上行仿真结果如图7所示，可以得到与下行类似的结论，不过上行随成员载波数的增加CM恶化比较严重，这是由于上行导频集中在完整的符号中造成的。从图中可以看出，在 1个和 2个 CC（成员载波）的情况下旋转和不旋转情况下的CM基本相同（曲线趋于一致），但经过相位旋转处理以后，即使随着CC的增加，最差的情况下CM也不会超过3.6 dB，相比于不作处理的4.4 dB得到了很大的优化。