64元宽带高增益低副瓣毫米波天线阵的设计

吕 芳, 刘景萍

(南京理工大学电子工程与光电技术学院,江苏南京210094)

0 引言

微带天线具有体积小,重量轻,低剖面,能与载体共形,而且具有多样化的电性能,很容易实现各种极化,可以在双频或多频工作等一系列的优点,而且微带天线容易与有源器件、电路集成在一起,从而方便了整体的制作和调试[1]。微带天线的这些优点使它在毫米波频段受到广泛的关注,得到了广泛的应用。

但是单个微带天线单元的增益和和带宽是很难满足实际需要的,故而利用微带天线元来组成阵列天线的方法被普遍应用,这使天线增益和带宽得以提高。

本文设计了一种8×8的64元高增益大带宽的微带阵列天线。该阵列天线单个8元线阵采用了泰勒分布来锥削电流降低副瓣。

与普通的泰勒阵列不同的是采用了边缘馈电方式而非传统的中间馈电方法,且阵元间距是可调的,事实证明,该天线不仅仍能很好的降低副瓣,还可以很容易的实现辐射角度偏转,从而达到定向辐射的目的。

2 泰勒阵列设计

2.1 毫米波天线单元设计

具体的微带天线的辐射原理在参考文献[1]中有详述,这里不再赘述。本文设计的天线工作频率在32 GH z,频率越高,对基片材料的要求就越苛刻,而且在毫米波频段,厚基片会使表面波损耗过大,介电常数太大也不利于天线辐射,故而本文最终选用的是基片的介电常数εr=2.2,介质厚度是0.254mm。

单元天线的辐射宽度W可以由以下的经验计算公式得

天线单元的长度L一般取λg/2,实际的天线长度和宽度由最终的仿真来确定。本文最终确定天线单元宽度和长度为W=3.8 mm,L=2.96 mm。辐射单元模型图如图1所示。

图1 微带天线元

驻波比如图2,图2中点1处频率是31.64 GH z,点2处频率是 32.05 GHz,即阻抗带宽(VSWR≤2)范围从 31.64 GH z到 32.05 GH z,可以算出相对带宽为

图2 微带天线元的阻抗带宽

在32 GH z处的辐射方向图如3所示。从图中可以看出,天线主要向上半空间辐射,图中1代表的增益值为7.35 dB。

图3 微带天线辐射方向图

2.2 泰勒天线阵设计

从上面可以看出,单个天线元的增益和带宽都很小,难以满足实际需要,进行阵列设计是必然的,它可以有效的改善天线增益和带宽。本文设计了一种新型的泰勒阵列天线来降低副瓣并且可以实现特定的角度偏转。

常见的设计低副瓣天线的方法有道尔夫切比雪夫分布阵和泰勒分布阵。道尔夫切比雪夫分布阵可以在给定的副瓣电平下实现最窄的波瓣宽度,但是这样的波瓣所对应的口径分布容易在两端的单元上形成较大的电流,这一点在工程上是很难做到的。

与此不同,泰勒阵列修改了切比雪夫分布阵的副瓣,把靠近主瓣的副瓣移动位置,使它们的电平近似相等,更远的副瓣仍按照均匀分布时波瓣的形状变化单调递减,从而提高了方向性,所以本文采用泰勒分布的方法进行设计[2]。

泰勒阵列是采用中间馈电来实现的,阵元间距固定是一个波长,它的辐射是边射式的,辐射方向是固定的。

本文意在降低副瓣的同时能够实现向任意的特定方向辐射,故而必须进行改进,采用了从阵列的一端馈电的方法,各元的电流仍然按照泰勒分布阵的电流进行锥削,阵元间距可调节,模型如图4所示。

图4 边馈式矩形泰勒阵

用到的泰勒分布的有关理论见参考文献[3][4],根据泰勒理论,设置泰勒分布的副瓣为-20 dB,用Matlab编程计算得到8元泰勒分布阵电流分别为

通过电流分布从左到右依次计算出各片从前一个端口到后一个端口的传输参数S12值分别为

调整各片的长和宽,使其满足各片的S参数(回波损耗S11和各片的传输参数S12),阵元间距根据仿真确定。

采用的软件是 ANSOFT公司的 HFSS软件,仿真得到8元泰勒分布阵的带宽和辐射方向图如图5、图6所示。

在驻波比图中,1点代表的频率点为29.87 GHz,2点代表35.21GHz,泰勒阵列的相对带宽为

图6 泰勒天线阵的辐射方向图

带宽已经可以满足实际需要,辐射方向指向32°阵列增益达到了12.94 dB,辐射方向图中1点代表12.94 dB。2点代表-2.488 dB,3点代表-4.35 dB,计算得到副瓣电平为-17.23 dB,后瓣电平为-17.29 dB,与理论值很接近。

3 8×8的64元并馈阵设计

3.1 功分器的设计原理

馈电网络用8功分的功分器来实现。下面以一分二微带线功率分配的设计为例进行分析。传输线的结构如下图所示,它是通过阻抗变换来实现功率的分配。

图7 一分二功分器示意图

图中,Z0为端口所接的特性阻抗,Z in为输入阻抗,Z in1为①处的输入阻抗,Z in2为②处的输入阻抗。

匹配网络,从输入端口看Z in=Z0,而Z in=Z in1∥Z in2,且是等分的,所以Z in1=Z in2,①处Z in1、②处Z in2的输入阻抗应为2Z0,这样由①、②处到输出终端Z0需要通过阻抗变换来实现匹配[5]。

阻抗变换器是为了解决阻抗不同的元件、器件相互连接而又不使其各自的性能受到严重的影响而出现的,常用的是四分之一波长传输线阶梯阻抗变换器,如图8所示。

图8 λ/4阻抗变器示意图

根据特性阻抗匹配原理[5]其中Z in为匹配后的输入阻抗,Z01为四分之一波长传输线特性阻抗,RL为负载阻抗,则 Z1=其长度L为中心频率导引波长的1/4,即L=λg/4,相当于电长度 θ为θ=π/2。

3.2 功分器的设计仿真

因为天线各串阻抗是相等的且天线和功分器之间可以实现较好的匹配,所以设计中未加隔离电阻,功分器的仿真采用的是ANSOFT公司的HFSS软件,其模型如图9所示。

图9 功分器模型图

一般微带天线间的间距取为0.6λ0～0.8λ0就可以忽略天线间的互耦,该设计中将阵元间距(也就是端口与端口间的距离)取为0.62λ0,约为5.8mm。仿真结果如图10、图11和图12所示。

图10 端口1的回波损耗

图11 端口1与端口2、3、4和5间的传输参数

图12 端口1与端口6、7、8和9间的传输参数

图中,点2是-9.53 dB,点3是-9.51 dB,点4是-9.48 dB,点5是-9.54 dB,点6是-9.63 dB,点7是-9.56 dB,点8是-9.62 dB,点9是-9.65 dB,可以看到由于微带线的损耗非常大,各个端口间的传输参数与理论值有一定的偏差,这是不可避免的。

3.3 并馈阵设计

将功分网络与泰勒阵列进行级联,即可得到8×8的并馈阵列,仿真采用的是Ansoft公司的Designer软件。模型如图13所示。

仿真结果的驻波比和E面方向图如图14和15所示。

在图14的驻波比图中,点1对应的频率是30 GH z,点2对应的频率35.3GHz是从图中可以看出,绝对带宽范围从30 GHz到35.3 GHz,则可算出,相对带宽为

从阵列的方向图中可以看出,阵列增益达到了19.7 dB,上面截取的E面方向图中,阵列最大辐射方向在40°,这是由于64元并馈阵和单串泰勒阵用不同的仿真软件进行仿真,故偏转角稍有差异。

图13 8×8的并馈阵列

图14 8×8的并馈阵列的驻波比

图中的点 1是19.7 dB,点2是4.2 dB,故副瓣电平为-15.5 dB,与单串泰勒阵列相比稍有升高,由于天线单元之间的相互影响以及不同软件仿真的差异,出现这样的变化是正常的。

4 结束语

图15 8×8的并馈阵列的方向图

文章采用泰勒分布的理论来降低阵列的副瓣电平,但是采取与普通泰勒阵列不同的馈电方式和间距设置。

本文的泰勒阵列探索采用边缘馈电方式,实验证明这种方法是可行的,这不仅可以很方便的实现共形和馈电网络设计,而且可以在不改变副瓣电平的情况下很容易的通过调节阵元间距来实现任意角度的定向辐射。由此组合成的并馈阵列可以获得很大的带宽和很高的增益。且这种设计结构简单,便于加工制作,研究成果可用于工程实践,具有很好的应用价值。

[1] 钟顺时.微带天线理论与应用[M].西安:西安电子科技大学出版社,1991:1-4.

[2] 林昌禄.天线工程手册[M].北京:电子工业出版社,2001:434-436.

[3] 方大纲.天线理论与微带天线[M].北京:科学出版社,2006:56-62.

[4] 尹文禄.微带天线设计与天线测量系统构建[D].国防科技大学硕士论文,2004:11.

[5] 廖承恩.微波技术基础[M].西安:西安电子科技大学出版社,2007:277-287.