TD-SCDMA下行预同步量化及截断研究

高 正，邓彰超，华惊宇，孟利民

(浙江工业大学浙江省光纤通信技术重点实验室，浙江杭州310023)

0 引言

当前，3G已经成功商用。TD-SCDMA由于低功耗、高频谱效率和灵活支持非对称业务而受到了广泛的重视［1］，然而TD-SCDMA作为一个同步系统，要求下行链路的严格时间同步。但在同步过程中，受限于手机的CPU处理速度和电池容量，所以要尽可能的降低运算量［2］。目前国内已见相关文献中，文献3中的预同步即根据TD-SCDMA特殊的帧结构，信号功率在下行同步码及其左右保护时隙形成的功率跃迁来大致确定同步码起始码片位置，但这种功率比检测并不能得到精确的同步码起始位置，只能通过大量仿真，合理设置功率比门限值，将下行同步码确定在一个较小的范围里，接着可以在该较小范围内进行相关运算等一系列操作，从而得到精准的下行同步码位置。但该文献对输入随机数据均采用8比特量化，运算量很大，基于前期的研究即文献4表明，当输入数据量化字长取4bit时，亦可达到良好的预同步性能。但上述两文献的预同步功率检测方法前提都是假设门限量化字长取得较大，逼近连续取值情况下得到的结论，这在实际应用中显然难以成立，故考虑门限低字长量化导致的门限取值不连续及其对同步性能的影响，以及各部分输出数据的截断，对于上述预同步算法具有重要意义。本文将在前期研究基础上，通过大量仿真分析预同步算法的各个运算步骤及其导致的字长变化，在此基础上对最终数据和门限作相同的再量化和截断，分析预同步性能，并据此得出合适的预同步门限值。

1 预同步系统模型

文献3提出一种新的低复杂度的非相干初始同步算法。该方法通过检测帧结构中的功率跃迁来发现SYNC_DL的位置。仿真表明在多径衰落信道下，该方法性能优异。其算法简略介绍如下:

如图1所示，SYNC_DL是有数据发送的，而GP是上下行都没有数据发送的，因此在实际的通信系统工作信噪比(信噪比，狭义来讲是指放大器的输出信号的电压与同时输出的噪声电压的比，这里可以理解为信号功率与噪声功率的比值，如W3/W2。)范围，DwPTS时隙的接收功率将大于GP段的接收功率。这意味着可以通过检测这个功率跃迁就可以定位SYNC_DL所在。

图1 TD-SCDMA帧结构的特殊性

根据帧信号中的特殊结构，文献4设计了一个特殊的检测窗口，如图2所示。图2中，W1、W2、W3和W4分别为3个检测窗口内的信号功率总和。

图2 检测窗

假设广义平稳非相关多径信道，且信道在短时间内近似不变，则接收信号可以表示为［4］:

式中，hl、x(n)和v(n)分别表示信道系数、发送数据和加性高斯白噪声，θ表示帧头的时间偏移量。考虑到实际通信系统中往往存在成型滤波器与匹配滤波器，hl实际上是真实信道与这两个滤波器的卷积。

文献4下行预同步算法介绍如下:定义检测窗口W1、W2、W3、W4对应的信号功率分别为A1、B1、A2、B2，根据图1，定义功率比为(2×A2)/(B1+B2)，数学表达式如下:

如果m=θ，那么W2将尽可能地收集SYNC_DL的能量，而W3将几乎全是纯噪声点，于是η(m)在很大概率上将具有较大的值，并且该值与所处环境的信噪比有关。反之，η(m)的值将较小。根据这些讨论，可以定一个简单的非相干假设检验［3］:

式中，ηth表示确定的门限，对于具体的应用，可以通过仿真来选择合适的取值。

文献3的输入数据仅是针对8bit量化而言的，对于功率为1的随机数据，8比特量化已经近乎浮点运算了，故其运算复杂度在一定程度上依然偏大。根据文献4，已经确定了当输入为4比特量化时，下行预同步性能在较大的信噪比动态范围内亦良好。但其没有考虑到下行同步算法中各个运算模块的数据位宽截断，以及门限的再量化分析，实现中将会浪费较多的硬件资源，也可能会造成运算结果溢出错误等。故本文将在上述文献基础上，在保证下行同步性能良好的前提下，重点研究量化门限距离自己文献中的连续最优门限值是否偏差很大，并找出最佳量化门限，同时对文献4进行数据截断性能分析。

2 门限量化和数据截断分析

下行预同步即功率比检测的步骤主要是各个信号点的功率计算的功率比判决。其中的关键问题为门限确定选择。因此据信噪比经验公式设置了不同的功率比门限值。根据文献4，取连续3帧信号(带符号4位量化随机数据，一位符号位，两位整数位，一位小数位)作为仿真数据源，其经过求信号点功率后再按式2与量化后的门限值进行比较。

2.1 门限量化确定

门限确定是功率比检测中的关键问题。当输入是带符号4比特量化数据，当未对预同步结果进行截断时，通过大量仿真，对门限值进行量化研究。假若所取帧帧信号检测结果包含正确的同步码起始位置，那么就认为本次检测成功，如果所取帧信号检测到符合功率门限的点但不是在正确的位置，那么就认为本次功率检测发生错检，如果所取帧信号没有检测到符合门限的点，那么就认为本次检测为漏检。

仿真参数:信噪比为3db，多径衰落为6径(0dB;－3dB;－5db;－9dB;－15db;－20db;)，门限量化字长为无符号6bit下的定点仿真。每个门限仿真次数均为10 000次，功率检测统计结果如表1所示:

表1 功率检测结果统计

根据表1的统计结果，将功率检测的功率比门限设置为ηth=2.125，此时功率检测的成功概率在0.999 9以上。文献4中的最佳门限为2.0，量化字长为无符号3位，此处门限量化字长为无符号6位，两者门限值相差不大。

2.2 截断分析

输入的带符号4比特量化数据，经历求功率(单个复数信号点求功率即是求其能量)，然后再相加按式2做判决。因为式2右边信号点求和次数不一致，故只将求功率模块数据位宽变化如表2所示:

表2 功率模块数据位宽变化

输入数据经求功率，再按式2进行比较。在具体应用中，式2左边的η(m)即通过大量仿真得到的再量化门限值ηth。因为除法不方便比较，把式2左右两边均除以门限ηth，看2×A2的值是否大于(B1+B2)×ηth的值，如果大于，则表示下行预同步检测正确。各步骤的信号运算位宽统计如表3－5所示:

表3 单点信号功率所占位宽

表4 2×A2功率所占位宽

表5 (B1+B2)×ηth功率所占位宽

表3－5中的第9位是符号位，第8至第3位表示整数位，第2至第1位表示小数位，一共是6位整数位，2位小数位。0位表示功率值为0的点的统计个数。因为功率检测实质就是幅度的比较判决，故可以根据表3—5取单点信号功率输出中权重较大的部分而忽略权重较小的部分，截取适当的功率输出数据进行判决。这样则可以节省运算量，实现中也可以节省不少硬件资源。如表6所示，在信噪比为3时，6径衰落信道下的单点信号功率截取不同位宽成功率散步50正确率统计结果。表6截取位数为5、6、7分别是指截取表3中的第7～3位、第7～2位、第7～1位，仿真参数同门限确定部分所述。

表6 不同截断位宽统计概率

由表6可知，在输入数据量化位数相同的情况下，成功率在一定程度上随着截断位数的增加而增大。综合考虑降低算法复杂度和系统预同步性能，截取6位，预同步性能良好。

3 性能仿真分析

将单点功率输出结果6比特截断，门限值2.125，matlab仿真参数及正确率定义如前所述，统计宽信噪比动态范围系统下行预同步成功率如图3所示:

图3 宽信噪比动态范围系统预同步成功率统计

由图3可知，数据经过本文的截断及门限量化处理后，通过matlab仿真验证，下行预同步性能良好。

4 结束语

相比文献3的非相干检测方法，和文献4对文献3的改进方法，本文由于采用了功率比作为检测对象，且对门限进行了再量化研究，也对自己文献的功率输出结果做了截断分析，通过这样的方法对数据进行处理，经matlab仿真验证，该文算法在较大信噪比动态范围内具有良好的定位下行同步码性能。其复杂度相对于文献3、4有极大的降低。

［1］ 李世鹤.TD-SCDMA第三代移动通信标准［M］.北京:人民邮电出版社，2003:48－56.

［2］ 唐皓，黄俊伟.TD-SCDMA系统下行初始帧同步算法建立比较［J］.广东通信技术，2006，3(2):14－20.

［3］ Liu Jiangen，Hua Jingyu，Meng Limin，et al.An effective coarse cell search method and FPGA realization in very Low SNR environments for TD-SCDMA systems［A］.Proc.Youth Conference on Information，Computing and Telecommunication 2009［C］.Beijing，2009:431 －432.

［4］ Zhangchao Deng，Jingyu Hua，Yanying Zhuang，et al.A Non-coherent Estimation of Downlink Pilot Location in TD-SCDMA Systems［A］.International Conference on Information Theory and Information Security 2011［C］.hangzhou，2011:254－258.

［5］ Ghosh A，Ratasuk R，Mondal B，et al.LTE-advanced:next-generation wireless broadband technology［J］.IEEE wireless communication，2010，17(3):10－14.