升压式有源功率因数校正装置设计

2010-06-22陈哲

电气技术 2010年1期

陈哲

（永济新时速电机电器公司技术中心电子所，山西永济 044502）

1 功率因数校正的必要性

20世纪 80年代以来，随着电力电子技术的飞速发展，电能利用正在从一次电能向二次电能快速转换，各种电力电子装置在机车电传动、工业变频、高频弧焊机、中高频感应加热、电力系统、轧钢、油田、通信、家电等众多领域获得了空前的运用，由此带来的谐波（Harmonics）和无功（Reactive Power）问题日益严重。

1.1 无功功率对电网的不利影响

（1）无功功率会导致视在功率增加，导致设备容量增加。

（2）无功功率增加，会使线路总电流增大，从而使设备和线路损耗增加。

线路总电流增大使线路压降增大，特别是冲击性无功负载还会引起网压剧烈波动。

1.2 谐波对电网的危害

（1）谐波使电网中的元器件产生附加的谐波损耗，降低发电、输电、用电设备的效率，大量的三次谐波电流流过中线会使线路过热甚至发生火灾。

（2）谐波影响各种电气设备的正常工作，使电机发生机械振动、噪声和过热，使变压器局部严重过热，使电容器、电缆等过热、使设备绝缘老化、寿命缩短以至损坏。

（3）谐波会引起电网局部出现并联谐振和串联谐振，谐振作用使谐波放大，会使上述（1）和（2）两项的危害大大增加，甚至引起严重事故。

（4）谐波会导致继电保护和自动装置误动作，并使电气测量仪表计量不准确。

（5）谐波会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量，重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。

由于公用电网中的谐波电压和谐波电流对用电设备与电网本身都会造成很大的危害，世界许多国家发布了限制电网谐波的国家标准，或由权威机构制定限制谐波的规定。如欧标规定输入功率为75W或以上的电器的电气设备必须符合欧洲规范EN61000-3-2，IEC 1000-3-2标准对降低谐波电流的强制要求，国家认监委在2003年5月1日以后对电器产品强制执行“3C认证”标准。这些标准和规定的基本原则是限制谐波源注入电网的谐波电流，把电网谐波电压和谐波电流限制在允许范围内，使接在电网中的电气设备能免受谐波干扰而正常工作。

我国加入 WTO后，出口的电力电子产品面临入世的严峻挑战，为突破贸易保护的技术壁垒，获得与国外同类产品同等的市场竞争地位，也同样迫切需要可产品化的谐波抑制和功率因数校正（PFC）装置设计方案[1]。

2 功率因数校正技术

功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值。

式（1）中， I1表示输入基波电流有效值；Irms表示输入电流有效值；表示输入电流失真系数；cosφ表示基波电压和基波电流之间的相移因数。

所以功率因数可以定义为输入电流失真系数（γ）与相移因数（cosφ）的乘积。

可见功率因数（PF）由电流失真系数（γ）和基波电压、基波电流相移因数（cosφ）决定。cosφ低，则表示用电电气设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大。同时，γ值低，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成谐波污染。功率因数PF与总的谐波畸变率THD(Total Harmonic Distortion)的关系见式（2）。

式（2）进一步指出了，线路电流总谐波畸变率THD对功率因数的影响，THD越大，功率因数越低。

功率因数校正技术可以分为无源和有源两种，因为无源PFC的体积庞大且性能较差，因此本文只针对有源功率因数校正APFC（Active Power Factor Correction）技术做探讨。

有源功率因数校正APFC技术，从其实现方法上来讲，就是通过功率因数调节装置，使电网输入电流波形完全跟踪电网输入电压波形的变化，并且保持输入电流和电压波形同相位，从而使得无论负载性质如何，从输入端看，负载取用的都是有功功率，使功率因数能够接近于1（可达到99%）。

3 变换器电路拓扑与PWM控制器的选择

有源功率因数校正（APFC），就是在整流器和负载之间接一个DC-DC变换器，应用PWM技术，使输入端电流波形完全模仿输入端交流电压波形的形状与相位，从而把功率因数提高到0.99，即接近于 1。由于有源功率因数校正电路结构型式有若干种[2-3]，比选电路结构是必要的。

3.1 有源功率因数校正电路结构与控制器选择

（1）降压式

如 UC3871，因其噪声大，滤波困难，功率开关管上的电压应力大，控制驱动电平易浮动，故很少被采用。

（2）升/降压式

如TDA4815、TDA4818，须用两个功率开关管，其中一个功率开关管上的驱动控制信号浮动，电路复杂，故较少被采用。

（3）反激式

如 ML4813，输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，但只适用于150W以下小功率的应用场合。

（4）升压式（Boost）

如UC3854是TI公司生产的一款高功率因数校正集成控制电路芯片，它的峰值开关电流近似等于输入电流，对瞬态噪声的响应极小，是一款理想的APFC控制芯片，其特点为简单电流型控制，PF值高，总谐波失真系数THD小，效率高，并且它还具有以下优点：电路中的电感L适用于电流型控制；由于升压型APFC的预调整作用在输出电容C上保持高电压，所以电容C的体积小、储能大；在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数；输入电流连续，并且在APFC开关瞬间输入电流小，易于EMI滤波；升压电感L能阻止电压、电流的瞬变，提高了电路的可靠性，适于较大功率的应用，缺点是输出电压须高于输入电压，但升压式变换电路对输入电压的适应性强，特别适用于网压变化范围特别大的场合，从80～264V的全球输入电压范围都能用。

本文设计的功率因数校正装置是单相5kW，根据设计要求，选择平均电流型模式下的升压式电路拓扑比较适宜，控制器则相应选择UC3854为宜。

3.2 升压式有源功率因数校正电路原理

升压式功率因数校正装置电路框图如下图1所示。图1中，M为PWM控制器中的乘法器、VT为主开关器件、L为升压储能电感、VD为快恢复型的续流二极管、C为输出支撑电容、Vout为输出电压。

电路工作原理是：

（1）接通电源，主电路输入端得电。

（2）在抑制启动输入电流电路的作用下，整流桥开始给输出电容器C充电。

（3）在输出电容器的电压充到250V左右时，PWM 控制器 UC3854芯片得电工作并进入软起动阶段，同时控制电路将抑制启动输入电流的电路旁路（短接）掉。

（4）UC3854软起动完成后，DC-DC变换器开始工作。

（5）PWM 控制器 UC3854，将输入电压、输出电压、负载电流的变化情况综合（PWM 调制）后，给开关管 VT的门极驱动发一系列的脉冲信号（驱动信号需要放大），这些脉冲信号让变换器的电流 iL波形变化模仿输入电压波形 Vin的变化，并使二者保持同相，达到功率因数校正的目的。

对于所选择的PWM控制芯片UC3854，其内部结构见图2[5]。

图1 升压式功率因数校正装置框图

图2 PWM控制芯片UC3854的内部结构

UC3854的引脚定义见下表1。

表1 UC3854的引脚定义

3.3 PWM控制器UC3854的工作原理

UC3854内部结构图（见图2）中，标有A、B、C的方框是所谓的乘法器，电压误差放大器的输出（在引脚7上可以测量到）是乘法器的一个输入，称作 A。乘法器的另一个输入，取自整流器的输出电压波形，通过引脚6引入，称作B。前馈电压校正是通过引脚6引入的，称作C。这三个量在乘法器里运算后，乘法器输出为电流Imo，它接到引脚5。这个电流Imo与实际电流值Isense（引脚4）在电流误差放大器中进行比较。电流误差放大器的右侧是PWM比较器。在PWM比较器里，电流误差放大器的输出与芯片振荡器的输出斜坡电压相比较。振荡器与PWM比较器的输出用来驱动一个RS触发器，RS触发器再驱动推挽电路输出PWM信号（脚16），用来控制主电路开关管的开断时刻。

振荡器的定时电容从引脚14接入，定时电阻器外接在脚12，它在UC3854中还起到乘法器的最大输出电流限制作用。另外，芯片工作电源自脚 15引入，脚1为芯片“地”。

UC3854内部结构图的左上角，包含了一个欠压锁定比较器和一个使能比较器，它们都是滞环比较器，欠压比较器用来监控芯片本身工作电源的电平；使能比较器可用来控制芯片是处于工作状态还是封锁状态，只有当使能比较器的输出都为高电平时，才允许芯片进入工作状态。

这两个比较器的下方是电压比较器。芯片中的电压比较器实际上是电压误差放大器。电压比较器的同相输入端内接 3V的参考电压，反相输入端连接到引脚11，称作Vsence，Vsence代表的是输出电压。

电压误差放大器旁边所接的二极管是想表示其内部作用而不是表示其实际配置。电压误差放大器的同相输入端还连到下方的软启动电路。这样可以让电压控制环在输出电压达到它的工作点之前就开始工作，可以消除一般电源装置深受其害的开启超调。在引脚11与放大器反向输入端之间所接的二极管同样是一个理想二极管，用来消除参考电压上是否有额外的二极管压降的疑虑。

引脚2上提供一个紧急峰值电流限制信号，当脚 2的电平被轻微地拉到“地”以下时，PWM 输出信号就会被封锁。

芯片内置了一个 14uA电流源给软起动电路的定时电容器CT充电。

4 主要电路参数设计

4.1 主要设计要求

（1）输入：AC 220V±20%，50Hz±5% 。

（2）输出：DC 400V。

（3）输出功率：5000W。

（4）电压调整率：≤1%，负载 10%～100%变化范围时。

（5）效率：≥80% 。

（6）功率因数：在输入电压220V±20%，输出满载时，≥99%。

4.2 主要参数计算与选择

（1）主开关器件VT的选择

开关器件所承受的最大电压为输出直流电压，即400V。

开关器件所承受的最大电流为线路的最大峰值电流Iline(pk)。

式（3）中，Pout为输出功率，为 5000W；Vin(min)为最低网压的有效值，为 220（1%～20%）V；η为电源效率，为0.8。

算出：Iline(pk)=50A。

根据开关器件对电压和电流的要求，开关器件选择单管型 IGBT器件。考虑适当的裕度以及在较高温度下的降额使用后，本设计选择 1200V/150A的IGBT器件。

（2）开关频率的选择

开关频率高，可以减小APFC电路的结构尺寸，提高功率密度，减小失真；但频率太高又会增大开关损耗，影响效率。本设计中将开关频率选择为30kHz，作为尺寸与效率之间的一种综合考虑，这样的频率下，电感量的大小合理，尖峰失真小，电感器的物理尺寸较小，IGBT和 Boost 二极管 VD上的功率耗损也不会过多。

（3）Boost电感的计算[5]

在变换器频率一定的情况下，电感值决定了输入端高频纹波的值。

线路输入电流的最大值 Iline(pk)发生在最小网压的峰值处，它的值前已算出，即Iline(pk)=50A。

升压变换器的最大纹波电流发生在占空比为50%处，也就是当升压比为M=Vout/Vin=1/(1-D)=2时。

电感器纹波电流的峰峰值，通常是按照最大输入电流值的20%来选取的，这只是经验值，因为这通常不是高频纹波电流的最大值。纹波电流选择过大，就可能使变换器进入断续工作方式的时间在整个周期占的比例过大，为此就必须设计更大的输入滤波器，以衰减更高频的纹波电流。UC3854由于采用了平均电流方式控制，因此允许变换器在连续与断续工作方式下平稳过渡并保持性能基本不变。

电感器的电感量是根据最小网压下，正弦波定点处的电流幅值和占空比 D，再结合开关频率来选择的。