卫星BCDR模块双向LLC谐振变换器拓扑研究

张枭瑞，赵欣博，蒋 硕，赵 田，李楚薇

(中国空间技术研究院，北京 100094)

卫星电源系统在各个飞行阶段为卫星的用电载荷提供电源，组成有：电源控制器(PCU)、太阳电池阵(SA)、蓄电池组(BAT)、配电单元和电缆网等，是一个系统非线性强、控制逻辑和保护环节众多的复杂大型系统[1]，电源系统组成如图1 所示。

图1 卫星电源系统组成

在电源系统中，蓄电池充放电调节模块(BCDR)负责将母线能量储存在蓄电池中或将蓄电池能量释放到母线上，以平衡电源系统中的功率供需关系[2]，BCDR 中的主电路是功率变换器，承担着升降压的任务，是电源系统的重要组成部分。在如今卫星功率需求越来越大的情况下，变换器既应满足系统工作稳定性的要求，还应尽可能地提升变换器的效率、功率密度等特性。目前BCDR 常用拓扑是基于Buck、Boost 电路改进而来的。蓄电池进行充放电时，Buck、Boost 电路分别进行工作，这种拓扑控制方式简单可靠，效率较高[3]。

近年来，双向DC/DC 变换器在需要能量双向流动的场合展现了良好优势，主要应用场合有：智能微电网、电动汽车、太阳能充放电系统等[4-6]。这其中，LLC 谐振变换器能够明显降低开关损耗，提升功率变换器的效率和稳定性，但LLC 谐振目前在航天、双向等领域的研究还很少[7]。因此研究双向LLC 谐振变换器如何应用于卫星充放电调节器中、双向工作时如何保持高效率运行等问题就具有重要意义。

本文将开展对可适用于卫星充放电调节器的4 kW 双向LLC 谐振DC/DC 变换器拓扑的研究及其控制的优化设计，保证卫星电源系统高效可靠运行。

1 双向LLC 谐振变换器拓扑及原理

1.1 变换器拓扑

文献[7]提出了双向全桥LLC 谐振变换器拓扑，如图2 所示。该拓扑通过增加辅助电感，实现能量双向流动的同时，满足正反向LLC 谐振，变换器在工作范围内可以实现零电压开通(ZVS)和零电流关断(ZCS)。本文将利用该拓扑，探究适用于卫星充放电调节器的参数设计、控制方法，以进一步提高变换器的效率以及电压适应范围。

图2 双向全桥LLC 谐振变换器拓扑

变压器高压端(Vi)与母线相连，低压端(Vo)与蓄电池相连。高压MOS 管Si1～Si4的寄生电容为Ci1～Ci4，低 压MOS 管So1～So4的寄生 电容为Co1～Co4。励磁电感为Lm1，谐振电感为Lr，谐振电容为Cr。桥臂1、2、3、4 的中点分别为A、B、C、D 点。C、D 点之间增加了辅助电感Lm2。

该拓扑有两个谐振频率：一个为Lr和Cr参与的二元谐振频率fr，另一个为Lr、Cr与Lm1或Lm2参与的三元谐振频率fm，表达式如式(1)、(2)所示：

变换器正向工作时，能量从母线向蓄电池流动，为蓄电池充电模式，Lm2参与到三元谐振中，Lm1使该侧MOS 管实现ZVS。反向工作时，蓄电池向母线传递能量，为蓄电池放电模式。此时Lm1参与谐振，Lm2帮助MOS 管实现ZVS。

1.2 控制方法分析

控制方法决定了变换器的工作特性。本节介绍三种控制方法，分别是只控制四个开关管的变频控制方法、控制八个开关管的同步等宽变频控制方法以及同步整流控制方法。

1.2.1 变频控制

变频控制有四个MOS 管开关，另外四个MOS 管的体二极管提供电流通路。开关频率不同时，变换器的电压增益也不同。fsfr时处于降压模式，此时高压侧ZVS 可以实现，但低压侧ZCS 无法实现[8]。

变频控制只需控制四个MOS 管，并且可以实现ZVS 和ZCS。但是这种方法的电流流经二极管，会产生较大损耗影响变换器效率。

1.2.2 同步等宽变频控制

文献[9]提出的同步等宽变频方法控制八个MOS 管，同一桥臂驱动信号互补，原副边对应MOS管驱动信号相同。fsfr时变换器处于降压模式，所有MOS 管均实现ZVS，相比于变频控制，低压侧具有较小的关断电流损耗。

同步等宽变频控制方法相比于变频控制降低了开关损耗，但在升压模式下出现了循环功率，导致电压增益减小。

1.2.3 同步整流控制

文献[10]提出了同步整流控制方法。该方法主要针对同步等宽变频控制中存在的循环功率而做出改进。在升压模式下，低压侧同一桥臂驱动信号互补，高压侧驱动信号超前低压侧驱动信号一个相位角，驱动信号取决于高压侧H 桥输入电流的过零点的位置。该方法可以消除循环功率，提高升压模式下的电压增益。

图3 所示为变换器工作在同步整流升压模式下的波形图。工作原理如表1 所示。电流流通图如图4 所示。

表1 同步整流开关状态分析

图3 同步整流升压波形

图4 同步整流电流流通图

1.3 电压增益分析

以变频控制为例，通过对图2 的拓扑进行基波等效分析，来进行该拓扑的参数设计，可得模型如图5所示。

图5 双向LLC谐振变换器基波等效模型

通过对等效模型进行分析，可以得到电压增益表达式如式(3)所示[10]：

式中：特性阻抗Zr=；归一化频率fn=fs/fr；电感系数Ln=Lm/Lr；品质因数Q=Zr/Req。

通过MATLAB 绘制电压增益曲线如图6 和图7所示。曲线展示出在电感系数Ln固定的情况下，不同品质因数Q对应的电压增益曲线。较小的Ln可以使相同Q值的电压增益更大。但是较小的Ln会带来较大的电流，使得Lm2损耗增大，因此需要在仿真中反复迭代确认最终的参数。

图6 Ln=3时，不同品质因数Q生成的归一化频率fn-增益M曲线

图7 Ln=5时，不同品质因数Q生成的归一化频率fn-增益M曲线

同步等宽变频控制的基波等效模型如图8 所示，C、D 点电压和电流之间产生的相位角导致了循环功率的产生。由前文分析可知，相位角仅发生在开关频率小于谐振频率时，因此当开关频率大于谐振频率时，相位角为0，此时的电压增益与式(3)完全一致。同样，同步整流控制方法下，C、D 点电压和电流之间不存在相位角，电压增益也与式(3)完全一致。

图8 同步等宽变频控制基波等效模型

2 仿真验证

本节在前文拓扑结构及工作原理的基础上，进行仿真设计验证。文献[9]提出的同步等宽控制方法因存在循环功率的问题导致变换器电压增益降低。文献[11]提出的变频-移相控制方法虽然解决了循环功率的问题，但变换器只能完成单向能量流动。文献[8]提出的变频-移相控制方法既可以实现能量双向流动，也能解决循环功率的问题，但是电流流过体二极管后仍然会造成较大的损耗。因此，本文提出一种适用于卫星充放电调节器的双向LLC 谐振变换器同步整流-同步等宽的变频控制方法，解决了传统控制方法开关损耗大、存在循环功率、能量无法双向流动的问题，提高了变换器的电压增益，扩大了变换器的电压适应范围。

2.1 参数设计

该双向DC/DC 变换器基本参数设计如表2 所示。

表2 双向LLC 谐振变换器参数

2.2 充放电调节器仿真验证

2.2.1 控制环路以及整体仿真波形

为了验证同步整流结合同步等宽控制方法的正确性和优势，在PSIM 软件中搭建了仿真模型。控制环路原理如图9 所示。该控制环路通过电压电流双闭环控制，将电压差或电流差转变为频率信号。控制策略模块具有电流过零点检测功能，可以实现同步整流控制和同步等宽控制，最终输出驱动信号。本文拓扑可以实现卫星调节器充电和放电两种模式的切换，实现蓄电池侧的恒流和恒压充电控制以及模式切换，在充电模式下还可以控制拓扑进入Taper充电模式。仿真模型控制结构如图10 所示。

图9 控制环路原理图

图10 仿真模型闭环控制结构图

图11 给出了母线电压100 V，蓄电池电压90 V，拓扑在2 kW 满载情况下的充放电波形图。0.04 s前，能量从母线向蓄电池流动，进行蓄电池充电，该过程为降压模式，采用同步等宽变频控制方法。其中，母线电压Ui为100 V，输入电流Ii平均值为20.9 A，副边输出电压Uo为90 V，输出电流Io为22.3 A，充电效率大于96%；0.04 s 后，能量从蓄电池向母线流动，进行蓄电池放电，该过程为升压模式采用同步整流控制方法。其中，蓄电池放电电压Uo为90 V，放电电流Io为22.3 A，输出电压Ui为100 V，输出电流Ii平均值为19.3 A，放电效率也大于96%。

图11 充放电调节器输入输出电压电流波形图

2.2.2 软开关特性分析

当卫星处于地影期时，需要蓄电池向母线放电以维持母线电压稳定，变换器应处于升压模式，此时变换器开关频率小于谐振频率，变换器进行同步整流。

图12 给出了变换器的软开关特性。此时变换器输入为90 V，输出为100 V。图12(a)给出了谐振情况。谐振电容Cr的电压呈近似理想的正弦波形，谐振电感Lr上的谐振电流因寄生振荡现象产生了微小波动。图12(b)给出了蓄电池侧的ZVS 情况，MOS 管两端电压Vq1上升之前，驱动信号S1己经降为0，实现了ZVS。图12(c)给出了母线侧ZVS 实现情况，在MOS 管两端电压Vq5上升之前，驱动信号M1己经降为0，实现了ZVS。电压信号的振荡仍然是受寄生电容的影响，但不影响变换器的效率以及ZVS 的实现。图12(d)给出了母线侧的ZCS 实现情况，可见流过MOS 管的电流是在两端电压降为0 之后才流通，实现了ZCS。

图12 充放电调节器升压模式波形图

当卫星处于光照期时，卫星充放电调节器应处于降压充电模式，此时变换器采用同步等宽变频控制，开关频率大于谐振频率，图13 给出了变换器的软开关特性以及谐振波形。此时变换器输入为100 V，输出为90 V。可见两侧MOS 管均实现ZVS，且由于电流不流经体二极管，损耗较小。

图13 充放电调节器降压模式波形图

同时，该仿真模型在母线电压100 V，蓄电池在70～90 V 范围内，全部可以实现预期的电压增益，并可以实现全部MOS 管ZVS 和ZCS。其中，变换器正反向运行时，不同电压条件下的变换器关键点运行参数及效率如表3 所示。由表3 可知，在蓄电池70～90 V 范围内，本文拓扑的充放电平均效率大于96%。变换器在全部范围内实现开关管的ZVS 和ZCS，且有较小的关断电流。

表3 全部电压范围内的关键点参数

2.2.3 蓄电池充电模式分析

在本文拓扑中，设定蓄电池的正常充电电压范围为70～90 V，充电全过程均可满足LLC 谐振软开关并实现相应的电压增益，其中，恒压充电电压设置范围为80～90 V。充电过程中，当电压达到设定的恒压充电电压值后，充电电流在恒流充电电流值基础上自动降低以维持恒压，此时进入Taper 充电模式。如图14 所示即为Taper 充电曲线，蓄电池先进行恒流充电，充电电流值为20 A，此时蓄电池电压逐渐上升。当蓄电池电压达到设定的恒压充电电压值(90 V)后，充电电流曲线以阶梯状下降。最终完成蓄电池的充电全过程。

图14 Taper模式充电曲线

3 结论

本文通过分析双向LLC 谐振变换器的特性，提出一种适用于卫星充放电调节器的功率变换器拓扑，提出一种同步整流-同步等宽变频控制方法，在适应了卫星充放电调节器电压范围的同时，实现了能量双向流动，并较传统控制方法显著提升了效率，得到以下结论：(1)设计的拓扑及控制方法满足了卫星充放电调节电压、功率要求；(2)提出的控制方法实现了变换器全范围ZVS 和ZCS，达到理论最高效率；(3)设计的变换器实现了能量双向流动，且实现了蓄电池Taper 充电模式，为未来的工程实践奠定了基础。