基于非福斯特电路的缝隙电小天线研究

邱 添,曾庆生,王哲飞,李 宇,田梓睿

(1. 南京航空航天大学 航天学院, 江苏 南京 20016)(2. 南京信息工程大学 电子与信息工程学院, 江苏 南京 210044)

0 引 言

由于现代通信技术的飞速发展,人们对无线通信系统的要求越来越高。近些年来,无线电子产品集成度不断提高,天线作为无线电子设备中不可或缺的一部分,无疑需要实现小型化的需求[1]。然而无源天线遵循Bode-Fano约束准则,体积、带宽与效率互相构成约束关系,想在保持天线性能的同时减小天线尺寸十分困难。为了满足当前无线电子设备的发展需求,越来越多的学者致力于研究小型化、宽频带的天线。

电小天线就是一种典型的小型化天线,其尺寸远远低于工作波长,但“小电阻,大电抗”的特点导致了它无法实现良好的阻抗匹配,带宽极窄,很难实现工程应用。而通过非福斯特电路等效的负阻抗元件可以有效抵消电小天线的大电抗,使无源天线转换为有源天线,从而突破Bode-Fano准则的限制,拓展天线的带宽,改善电小天线的辐射性能。

1968年,HARRIES首次将非福斯特电路运用到天线上[2],并证明了天线加载非福斯特电路后增益明显提高。在此基础上,越来越多的学者加入这项研究中,其中做出巨大贡献的是Sussman-Fort[3-5],2009年,他将非福斯特电路实现的等效负电容与偶极子电小天线并联,实验结果表明在20 MHz～120 MHz 频段内,匹配后的天线增益以及信噪比等性能都有了很大改善。2016年,文献[6]设计了一款对称的两级非福斯特电路,并在电路中添加了扼流电感,通过与V形贴片天线连接,最终有效地扩展了天线带宽,并且大大降低了运算放大器输入寄生电容和有限开环增益的负面影响。同一年,文献[7]设计了一款电小惠更斯源天线,并将非福斯特电路加载到了谐振寄生元素中,将电小天线的带宽提升了10倍以上,并且天线辐射效率达到了80%。

加载有源非福斯特元件的过程,也是电小天线设计自由度扩展的过程,该技术能够针对特定的环境与布局,为宽带电小天线的设计提供便捷有效的途径。本文选用应用性较广的蝶形缝隙天线作为非福斯特电路匹配的对象,使用晶体管设计非福斯特电路,并将电路焊接在天线的背面进行一体化设计,使有源天线集成度更高。最终与电路匹配后的缝隙天线在工作频段内S11参数均小于-10 dB,相对带宽对比匹配前提升了109%,增益提升了5.8 dB,验证了一体化有源天线的可行性与有效性。

1 无源蝶形缝隙天线的研究与设计

1.1 蝶形缝隙电小天线的设计

电小天线是指尺寸远远小于其工作波长的天线。根据文献[8]给出的电小天线定义,可设天线的最大长度是L,如果L满足以下条件,

(1)

则称其为电小天线。本文选用蝶形缝隙天线作为研究对象。无源缝隙天线结构如图1所示,天线由一块矩形介质板和单面覆盖的铜层组成,尺寸设置为L=66 mm、W=52mm、H=14mm、R=16mm、θ=58°。天线的辐射结构为两个对称的蝶形缝隙,介质基板材料选择FR4,介电常数为4.4,损耗角正切为0.02,厚度设置为0.8 mm,天线馈电方式为同轴探针馈电。根据式(1)可以算出该天线在572 MHz以下的频段内满足电小天线的定义,为了尽可能拓展缝隙天线的带宽,将该天线工作频段设置为250 MHz～850 MHz。

在HFSS电磁仿真软件中构建天线模型,通过仿真得到它的S11参数,结果如图2a)所示,无源天线在250MHz～850MHz的工作频段内S11参数接近于0 dB,能量几乎没有辐射出去,无法满足工程应用。仿真得到无源天线的输入端口阻抗,如图2b)所示,该天线在工作频段内实部电阻整体趋于0,而虚部电抗很大,无法实现馈电端口与信号传输线的良好匹配。

图2 无源缝隙天线仿真结果Fig.2 Simunation results of passive slot antenna

图3为无源蝶形缝隙天线在550 MHz频点处的方向图,可以看到该天线的方向图在E面呈现“8”字形,在H面呈现圆形,具有良好的全向性。但无源缝隙天线在550 MHz处增益较低,仅为-8.5 dB,辐射性能较差。

图3 无源缝隙天线方向图Fig.3 Passive slot antenna direction diagram

1.2 缝隙电小天线的等效电路

在250 MHz～850 MHz频段内,蝶形缝隙天线表现为容抗特性,根据天线虚部电抗的值,用式(2)可以计算出天线等效电容C的值为2.8 pF,根据式(3)可以计算出天线等效电感L的值为3.7nH。因此,在250 MHz～850 MHz频段内,天线虚部电抗可以等效为一个2.8 pF的电容与一个3.7 nH的电感的串联。

(2)

L(nH)=[imag(Zm)/(2×π×f)]×109

(3)

式中:Zm为天线阻抗参数;imag为取复数虚部。

2 非福斯特有源电路的设计

2.1 非福斯特电路的基本理论

非福斯特电路的概念起源于福斯特电抗原理,因为其电抗特性违反了福斯特电抗原理,于是人们把此类电路叫做非福斯特电路。1924年,福斯特指出在无源无耗的单端口网络中,电抗与电纳都随着频率的提高呈现出单调递增关系[9]。即在坐标系中,电抗函数与电纳函数的斜率总为正数。其表达式为

(4)

(5)

而非福斯特元件的电抗与电纳函数的斜率总为负数。图4对无源匹配电路与非福斯特电路进行了清晰的对比,图4b)是无源网络匹配天线的结果,可以发现匹配后的函数曲线与横坐标之间存在唯一交点,说明只有在极短暂的一个频点范围内,匹配后天线的电抗值为零,天线带宽极窄[10]。图4a)是非福斯特有源网络匹配天线的结果,把非福斯特元件实现的理想负电容和天线本身的电容电抗串联起来,即可发现它们匹配后的曲线与横坐标几近重合,表明了在一定频率范围内,与非福斯特电路匹配后的天线的电抗趋近于0,天线带宽大大提升。

图4 两种电路与天线匹配的对比图Fig.4 Comparison diagram of two types of circuits and antenna matching

2.2 非福斯特电路的实现方法

负电容或负电感需要通过非福斯特元件来等效实现,而负阻抗变换器(NIC)就是能实现这一等效变换过程的结构。学者们对负阻抗变换器的定义:如果输入阻抗可以通过一个二端口网络实现阻抗变换,且在另一端口可以输出负阻抗时,则称这个二端口网络为负阻抗变换器[11]。

图5是一个理想负阻抗变换器的网络框图,在2端口连接一个负载ZL,则从1端口可以获得的输入阻抗为

图5 理想负阻抗变换器Fig.5 Ideal negative impedance transformer

Zin=KZL

(6)

式中:K为通过负阻抗变换器阻抗变换的倍数,在理想非福斯特电路中,K>0。

负阻抗变换器的核心有源器件有晶体管、运算放大器等。晶体管型负阻抗变换器的特点在于需要设置偏置电路,虽然整体电路结构比较复杂,但是其非福斯特特性在高频段也可以发挥效果,并且后续调试也比较方便。因此,本文采用晶体管作为核心器件来设计非福斯特电路,并对其进行分析,负阻抗变换器等效电路模型如图6所示[12]。

图6 晶体管NIC电路的等效电路模型Fig.6 Equivalent circuit model of tansistor NIC circuit

利用基尔霍夫回路电压定律与节点电流定律对以上电路模型进行分析,可以得到以下公式。

(7)

(8)

(9)

V3=vbe2+V2

(10)

V4=vbe1+V1

(11)

因为晶体管在理想线性工作状态下有以下特性

vbe2-vbe1≈0

(12)

将以上方程式联立简化可得

(13)

以上推导可以证明,基于晶体管设计的负阻抗变换器电路具有将输入阻抗输出为负值的能力,在负载端添加电阻、电抗或电感时,在输出端都可以输出转换系数为负的负阻抗器件。

2.3 非福斯特匹配电路的仿真设计

前文通过计算得出了天线的等效电路模型,但在非福斯特电路设计过程中为了更准确地匹配天线的阻抗特性,可以在HFSS中提取出天线的S参数模型,以S1P文件的形式导入ADS中进行仿真,这样得出的结果更加精准。

图7为非福斯特电路设计,该电路基于晶体管负阻抗变换器,由两个晶体管、射频扼流圈以及直流模块组成。有源器件选用RENESAS公司生产的NE68119型号晶体管,通过查看晶体管的数据手册,可以得到该晶体管偏置电压为VCB=3 V,IC=7 mA,截止频率达到了1 GHz,完全符合蝶形缝隙天线的匹配电路设计。

图7 非福斯特电路结构图Fig.7 Non-Foster circuit structure diagram

负阻抗变换器的响应主要由两个晶体管的偏置电压VC与VB、偏置电阻R1和R3的比值以及负载阻抗ZL控制。电路在晶体管负阻抗变换器电路基础上加以拓展,偏置电阻R1、R3分别设置为50 Ω和60 Ω,调谐电容设置为220pF。晶体管的偏置电压设置为VC=1.8V,VB=1.3V,限流电阻R2和R4设置为150 Ω,防止电流过大时烧坏元器件。扼流电感的值设置为220 nH,由于电路实际应用时干扰较多,因此在旁路加载220 pF的交流耦合电容,并在输入端并联上26 nH的电感来进一步改善输入阻抗,滤波电容设置为220 pF,可以有效过滤掉电源信号中的干扰,避免影响电路中的交流信号,最后在基极和集电极之间串联220 pF的隔直电容,隔绝直流信号,完成非福斯特电路的优化。

通过仿真可以得到整体有源天线系统的S11仿真结果,如图8所示。

2)共享经济与需求响应服务的普及. 随着多种共享出行服务的发展，对智慧交通管理系统提出更高的要求，因此在管理系统的规划建设过程中，应该考虑将不同的共享出行系统纳入到管理范围.

图8 加载电路后天线的S11仿真结果Fig.8 Simulation results of antenna S11 after loading the circuit

可以看到,在250 MHz～850 MHz的工作频段内,加载电路后的有源天线S11参数都小于-10 dB,相对带宽达到了109%,并在600 MHz处发生谐振,此时S11可以达到-24 dB,说明此时天线匹配良好。

再次通过仿真得到有源天线的总输入阻抗,如图9所示,可以明显看到加载了非福斯特电路后天线的实部电阻在250 MHz～850 MHz全频段都保持在50 Ω左右,输入电抗相比匹配前也减小了很多,不再呈现出大电抗的特性。

图9 加载电路后天线的端口阻抗Fig.9 Port impedance of antenna after loading circuit

将蝶形缝隙天线加载非福斯特电路前后的S11仿真结果进行对比,如图10所示,通过加载非福斯特电路,极大地降低了天线的回波损耗,拓展了天线的带宽。有源天线的绝对带宽为600 MHz,相对带宽为109%,天线的性能得到极大改善。

图10 加载非福斯特电路前后天线S11参数对比Fig.10 Comparison of antenna S11 parameters before and after loadingnon Foster circuits

3 有源蝶形缝隙天线一体化设计

传统有源天线通常会将非福斯特电路与天线分别设计,加工并进行连接,此时有源天线还是由两部分组成,使用起来很不方便,小型化也不够彻底[13]。考虑到缝隙天线背部是裸露的介质板材料,可以将非福斯特电路通过焊接的方式镶嵌在缝隙天线的背部进行一体化设计,电路接地的部分可以用金属过孔接到正面缝隙天线的铜层上达到接地目的。这样可以直接在天线介质板上进行电路设计,天线小型化更加彻底,高度集成化的设计在后续使用时也更加方便。

想要实现电路与天线一体化,毫无疑问天线馈电端口需要与电路连接,此时就需要使用新的馈电方式与馈电位置,为电路设计留出空间[14]。下面将会从馈电方式与馈电位置两方面来对一体化有源天线的馈电网络进行分析优化。

首先从馈电位置进行分析,分别在介质板背面与矩形缝隙平行的位置以及与矩形缝隙垂直的位置分别加上一根0.8 mm的微带线,并在原馈电端口处打上金属过孔以达到电流传输的目的。其馈电结构分别如图11a)与图11b)所示。

输出馈电位置改变后的两种馈电结构在550 MHz频点处的方向图,仿真结果如图12所示。

图12 不同馈电位置的天线方向图Fig.12 Antenna directional patterns at different feeding positions

通过对比可知,微带线的添加的确会影响天线本身的辐射效果,当馈电线与矩形缝隙平行时,天线在550 MHz频点的增益为-23 dB,而当馈电线与矩形缝隙垂直时,天线在550 MHz频点的增益为-3.5 dB,因此馈电线使用侧边馈电。

接着分析不同馈电方式对天线性能的影响,上文都是用金属过孔来进行电流传输,改变馈电方式为耦合馈电对比方向图仿真结果,如图13所示。通过对比,该天线使用金属过孔馈电时的增益比使用耦合馈电时高4 dB。

图13 不同馈电方式的天线方向图Fig.13 Antenna directional patterns with different feeding methods

由以上可知,馈电位置与方式均可对天线性能产生显著的影响,基于上述分析本文中设计最终采用了金属过孔侧边馈电结构,此时天线增益为-3.5 dB。

4 有源缝隙天线的加工与测试

加工后的天线实物如图14所示,所有电阻、电感、电容均使用0603标准封装,与ADS设计时使用的封装库元件保持一致,尽量减小误差[15]。因为电路设计使用金属过孔导致了共地,因此直流电压源的接地线只需要接一处共用即可[16]。焊接好电路元器件的非福斯特电路如图14b)所示。

图14 天线实物图Fig.14 Actual antenna lmage

将有源蝶形缝隙天线与矢量网络分析仪相连接,并将导线连接到直流电压源。将直流电压的值从0慢慢提升,防止将晶体管烧毁[17],测试过程中,随着电压的提升,有源天线的S11参数也会改变[18],当VC=0.6 V,VB=0.6 V时,S11曲线开始出现变化,说明电路开始工作,继续增加电压,并记录结果。图15展示了电压增加过程中S11的变化情况,当VC大于1.8V,VB大于1.3 V时曲线开始恶化,因此不再记录。

图15 S11测试结果随电压变化曲线图Fig.15 Curve of S11 test results with voltage variation

通过对比各电压下的S11曲线,可以看出,VC=1.8 V,VB=1.3 V时,测试结果最好。取此时的S11参数与仿真结果对比,如图16所示。

图16 有源天线S11仿真结果与实测结果对比Fig.16 Comparison between simulation results and meaured results of active antenna S11

如该结果所示,本文中所设计天线的仿真与实测结果基本吻合,实验和加工中引入的误差可能导致了其加工与测试结果的轻微不一致[19],但本设计的有效性仍可被很好地验证。

图17为测试有源蝶形缝隙天线过程中使用的微波暗室,将有源蝶形天线安装在转台上,作接收天线,标准vivaldi天线探头作发射天线,分别测得天线在250 MHz、550 MHz以及850 MHz频点处的方向图,测试结果如图18所示。

图17 有源缝隙天线测试环境Fig.17 Active slot antenna testing enviroment

图18 有源缝隙天线方向图实测结果Fig.18 Actual measurement results of active slot antenna pattern

根据实测结果可知,加载非福斯特电路后,有源缝隙天线在550 MHz频点处的增益可以达到2.3 dB,与匹配前的天线的增益相比提升了5.8dB,并且在250 MHz～850 MHz的工作频段内,有源缝隙天线增益均大于2 dB,证明了非福斯特电路与天线匹配后能够有效提升天线的辐射性能。

表1为本文设计的有源天线与参考文献中有源天线的参数设计和性能提升的对比. 通过比较可知:本文展示的有源缝隙天线不仅具有较小的尺寸与较宽的工作带宽,还实现了一体化设计。

表1 本文有源天线与参考文献中天线对比Tab.1 Comparison between active antennas in this article and antennas in reference literature

5 结束语

本文提出了一款在250 MHz～850 MHz频段工作的一体化有源天线,使用晶体管设计非福斯特电路,解决了天线小型化后端口阻抗匹配效果差,带宽窄的问题。设计使用蝶形缝隙天线,将非福斯特电路通过焊接的方式镶嵌在缝隙天线的背部进行一体化设计,使有源天线集成度更高。并通过仿真分析了有源天线一体化后的馈电网络,比较了不同馈电位置与不同馈电方式对天线性能的影响。对提出的天线进行了实物制作与测试,结果表明:在250 MHz～850 MHz的工作频段内天线S11参数均小于-10 dB,在谐振频率处达到-24 dB,相对带宽对比匹配前提升了109%,增益提升5.8 dB。