小型化低剖面全向滤波天线设计

王丽黎，徐亚妮，高智勇，张衡

（1.西安理工大学 自动化与信息工程学院，陕西 西安 710048；2.西安市无线光通信与网络研究重点实验室，陕西 西安 710048）

0 引言

天线和滤波器是射频前端电路的重要组成部分[1-2]，用于发射或接收信号、选择频段和消除干扰，它们的性质决定了整个通信系统的性能。通常情况下，这两个器件分别独立设计，然后通过额外的传输线连接，这种方法不仅在整个频率范围内极易产生阻抗不完全匹配，导致天线辐射特性下降，同时还会占用额外的电路面积，使得整个电路系统尺寸过大。因此，有学者提出将滤波器与天线相结合，构成一个兼具天线辐射功能和滤波器选频功能的滤波天线[3-5]模块，与传统的级联设计相比较，滤波天线具有小型化、集成化和低辐射损耗等优点[6-8]。

无线系统应用中有许多实现滤波天线的方法，其中主要有两种方法。一种是滤波天线综合设计方法[9-11]，这种设计方法要求滤波器和天线处于同一工作频段，把天线当作滤波器的一个负载端口，通常用 50 Ω 的传输线级联，使得天线可以选择工作在某个特定频段范围内。另一种是滤波天线协同设计方法，即综合考虑滤波器和天线的结构特点，把两者设计成相同的谐振模式，天线不仅具有传统天线的辐射功能，而且作为滤波器的末级谐振器[12-13]。

本文用滤波天线综合设计方法设计了一款结构简单的小型化全向滤波天线，主要综合了天线和带通滤波器的设计思路，以微带贴片天线为原始天线，在其馈电网络中引入交指耦合带通滤波器，采用缝隙耦合的方式集成为一个滤波天线。利用带通滤波器的频率选择特性对微带天线工作频段内不需要的信号进行有效抑制，这样不仅减少了天线和滤波器集成设计的尺寸和传输损耗，而且使得微带天线有了选频滤波功能。本文用高频电磁仿真软件 HFSS(High Frequency Structure Simulator) 对提出的滤波天线进行仿真和优化，加工制作了实物并通过实验测试进行验证，结果表明，设计的天线具有良好的滤波特性、平稳的带内增益和全向辐射特性。

1 天线设计

1.1 带通滤波器

根据滤波器的综合设计方法[14]设计了一个五阶交指耦合带通滤波器，选用纹波系数为0.1 dB 的五阶切比雪夫型低通模型。通过HFSS 单腔仿真确定单个谐振器的尺寸之后，再用式(1)求得滤波器谐振器之间的耦合系数M。

式中，Mi,i+1是第i个与第i+1 个谐振器之间的耦合系数，gi和gi+1表示低通原型滤波器的归一化电导值，FBW 为滤波 器相对带宽，i为 正整数且i≤n-1，n指滤 波器的阶数。已知低通原型的归一化电导值：g1=g5=1.148 4，g2=g4=1.371 0，g3=1.976 5。根 据式(1)可求得相邻谐振器之间的耦合系数：M1,2=M4,5=0.039 8，M2,3=M3,4=0.030 4。然而，使用 HFSS 软件模拟两个并置的对称耦合的共振腔时，由于谐振腔之间的互耦效应，其固有频率将会分裂成两个新的频率f1和f2，此时谐振器之间的耦合距离s为：

通过式(2)仿真计算得到的耦合系数M与相邻谐振器间距s的关系如图1 所示，从图中可以直观地看出，当s12=s45=1.51 mm，s23=s34=1.84 mm 时满足设计要求。

图1 耦合系数M 与谐振器间距s 的关系

带通滤波器介质基板选用介电常数为2.2 的F4B 材料，厚度为0.5 mm。带通滤波器的结构模型如图2 所示，正面是5 个开路端和短路端交替摆放的谐振杆和两个宽度为1.09 mm 的馈线，其中，谐振器短路端通过半径为0.3 mm 的接地圆柱实现，背面是带通滤波器接地板。滤波器S参数的仿真与测试结果如图3 所示，从图中可以观察到，滤波器的中心频率为2.44 GHz，-10 dB相对带宽是6%(2.4 GHz～2.52 GHz)，通带内插入损耗约为-0.6 dB，测试与仿真结果存在一定误差，可能是因为测量精度等不可避免因素；通带内反射系数优于-15 dB，同时可以看到滤波器边缘陡峭，具有良好的频率选择性，S21在带外100 MHz 处降到-40 dB 以下，仿真与测试结果具有较好的一致性。

图2 滤波器结构图

图3 滤波器的仿真反射系数图

1.2 滤波天线

天线的演变过程如图4 所示，以天线1 所示的微带天线为基础天线，该天线工作在2.14 GHz～2.63 GHz，完全覆盖带通滤波器的工作频带，天线2 将上文设计的滤波器嵌入微带贴片天线的馈线位置处与天线1 级联，二者通过缝隙耦合连接且共用一个地平面，这不仅有效减小了电路的物理尺寸，同时实现了天线的滤波特性。但由于微带贴片天线具有强谐振性质且滤波器和微带天线端口不匹配，天线系统的S11不符合工作带宽要求。为了获得更好的带内阻抗匹配，天线3 在输入馈线前端添加了一个横向矩形贴片，同时在天线与滤波器耦合连接处添加一段耦合传输线，天线的性能随耦合距离s3大小变化的趋势如图5 所示，从图中可以看到，s3从0.05 mm逐渐增大时，匹配开始变好，增至0.1 mm，再增大到0.15 mm 时，谐振点向上，匹配变差，所以选择0.1 mm。天线2 和天线3 的对比仿真结果如图6 所示，匹配良好的状态下，天线仿真的工作频带为2.31 GHz～2.55 GHz。经过优化后的滤波天线结构如图7 所示，主要尺寸参数如表1 所示。

表1 滤波天线的参数

图4 滤波天线演变过程

图5 s3 对天线性能的影响

图6 天线演变过程的S11 对比

图7 滤波天线结构图

2 仿真与测试

加工制作的天线实物图如图8 所示，天线印刷在F4B 介质基板上，介电常数为2.2，基板厚度为0.5 mm，正面是带通滤波器和微带贴片天线的集成，底面是接地面。天线辐射方向图和增益通过室外远场测量获得，测量环境如图9 所示，测试中发射天线和接收天线实际距离为200 m。

图8 滤波天线实物图

图9 室外远场测试图

2.1 S 参数和增益

滤波器天线的S11及增益频率的关系曲线如图10 所示，S11和增益分别用型号为E8361C 的矢量网络分析仪和N9030A 的频谱仪测试得到，其中实线为模拟曲线，虚线为实际测量曲线，仿真值与测量值较为一致。滤波天线的阻抗带宽为2.31 GHz～2.56 GHz，相对带宽约为10.3%，带内平均增益在2.1 dBi 左右，通带边缘增益下降明显，具有良好的频率选择性。但由于衬底F4B 在该频率下引入了较大的介电损耗，滤波天线的增益不是很高。仿真与测试结果之间存在一定的差异，这种差异可能是由于加工误差或者其他外界环境的影响所造成的，也有可能是因为测量精度不够等不可避免因素。

图10 滤波天线S11 和增益的仿真与测试结果图

2.2 辐射方向图

滤波天线在2.44 GHz 处E面和H面的辐射方向图如图11 所示，实线是模拟仿真值，虚线是实验测量所得值。其中，E面呈全向辐射状态，平均增益为2.1 dBi，不同圆度变化在0.3 dBi 以内，H面辐射方向图呈“8”字形，与单极子天线相似。模拟值与测量值的误差主要来源于测试设备老化、天线加工的精度误差以及测试当天室外自由场环境的影响等。

在表2 中，将本文的设计与其他已发表的平面滤波天线进行了对比。从表2 中可以看出，本文提出的滤波天线在带宽和小型化方面较有优势，并且采用了单层平面结构。与文献[11]中的单层贴片天线相比，本文提出的滤波天线的带宽和平均增益都有所提高，同时，由于宽度和厚度较小，该天线的平均增益略低于文献[8]中的单层天线，但并不影响该设计的整体效益。

表2 本文设计的滤波天线与之前工作的对比

3 结论

本文用滤波天线综合设计方法设计了一款适用于WLAN 2.4 GHz 频段的小型化低剖面全向滤波天线，这种天线不仅达到了宽带天线的相对带宽要求，实现稳定的全向方向辐射，而且通过引入交指耦合带通滤波器得到了良好的带外抑制效果和较高的频率边缘选择性。通过对天线进行加工和测试得到该滤波天线工作在2.31 GHz～2.56 GHz，实现了10.3% 的相对带宽和超过-15 dBi 的带外抑制性能，通带右侧有一个传输零点，提高了天线的选择性。除此之外，相较其他已有的微带滤波天线，本文设计的天线中间没有填充任何空气层，具有良好的辐射性能和选频滤波效果，同时该滤波天线剖面高度低、结构简单紧凑，在无线通信系统中有广泛的应用前景。