T型三电平过载运行方法研究

2024-03-14张文平王一鸣刘保颂

自动化仪表 2024年2期

许颇,张文平,王一鸣,刘保颂

(锦浪科技股份有限公司,浙江宁波 315712)

0 引言

光伏系统在实现节能减排方面发挥着重要作用,并在近几年得到了显著发展。因为三电平变换器与传统的二电平变换器相比具有更高的效率,所以三电平变换器在光伏系统中得到广泛应用[1-2]。此外,光伏系统已经朝着更高的电压(如1 500 V)发展,大幅降低了光伏电池板和逆变器之间电缆产生的损耗。在高电压应用中,三电平拓扑可以用低压器件实现高压,在效率、成本等方面比二电平变换器更具优势[3-4]。

截至目前,光伏系统中广泛应用的三电平拓扑有中性点钳位(neutral-point clamped,NPC)型、有源中性点钳位(active neutral-point clamped,ANPC)型和 T型[5-6]。与NPC型和ANPC型相比,T 型三电平拓扑具有更低的导通损耗,但同时会带来更高的开关损耗。所以其在典型中频开关频率(10 kHz)的光伏系统中应用更具有效率优势[7-8]。目前对三电平光伏系统的研究主要集中在漏电流抑制、高性能调制、高可靠性和高效率等方面[9-10]。众所周知,电力电子变换器需要具有承受过载的能力,但目前研究三电平变流器过载控制的文献仍较少。处理过载容量的常见方法是将所有电力电子器件设计为过载容量。该方法的主要缺点是成本相对较高。此外,电力电子器件的过载能力并没有得到充分利用。这是因为大多数工况条件下,电力电子器件在额定功率以下工作。

传统的过载处理方法是将4个半导体器件全采用过载容量进行设计。这样的设计可以满足过载要求,且在控制方式上不需要作太多额外处理。但该设计的主要缺点是系统设计成本较高。因为器件的选择为过载容量,而且逆变器一般在额定功率下运行,使得这部分额外的过载容量并没有得到充分利用。

针对三电平T型变换器传统过载处理方法成本较高的问题,本文研究一种新型的过载设计及其相应的控制方法。使用该设计后,横排二管只需采用额定容量进行设计,而竖排器件仍采用过载容量进行设计,从而大幅降低系统成本。

1 过载设计及其控制

本文分析基于单相的三电平。本文分析方法同样可应用于其他电路,如三相T型三电平。单相T型三电平拓扑电路如图1所示。

图1 单相T型三电平拓扑电路

电力电子变换器(如逆变器)一般有过载要求。根据不同场合,最大过载能力可达到2倍的额定容量。单相T型三电平拓扑电路的开关量均为过载设计,如图1(a)所示。本文设计的T型三电平过载运行方法为:横排半导体器件组(101)采用额定容量进行设计;竖排半导体器件组(102)采用过载容量进行设计。这样的设计可以大幅节约系统成本,如图1(b)所示。

过载模式切换控制系统如图2所示。

图2 过载模式切换控制系统示意图

由图2可知,系统经过常规的三电平控制环路(201),首先产生占空比信号d,然后依据输出电流io与额定电流Irate的比较结果以及d是否大于等于0,将d送入不同的比较计数值计算单元,从而计算出S1管和S3管的脉宽调制(pulse width modulation,PWM)比较计数值CH、S2管和 S4管的PWM比较计数值CL。当io正常且未超过Irate,即电流和额定电流比较模块(209)输出高电平,通路选择单元1(202)开关上切至“1”,d送到通路选择单元2(203)。当d≥0时,通路选择单元2(203)开关上切至“1”,d送到比较计数值计算单元1(204)。当d<0时,通路选择单元2(203)开关下切至“2”,占空比信号送到比较计数值计算单元2(205)。在比较计数值计算单元1(204)中:S1-1管和S3-1管的PWM比较计数值CH_1等于d乘以三角波计数最大值Cmax;S2-1管和 S4-1管的PWM比较计数值CL_1等于Cmax。在比较计数值计算单元2(205)中:S2-2管和S4-2管的PWM比较计数值CL_2=(d+1)×Cmax;S1-2管和S3-2管的PWM比较计数值CH_2=0。

CH_1、CH_2、CH_3分别为CH在比较计数值计算单元1、比较计数值计算单元2、比较计数值计算单元3中的对应比较计数值;CL_1、CL_2、CL_3分别为CL在比较计数值计算单元1、比较计数值计算单元2、比较计数值计算单元3中的对应比较计数值。

计算所得的S1管和S3管的PWM比较计数值CH以及 S2管和 S4管的PWM比较计数值CL,送入PWM产生模块(207)。S1管和S3管的PWM比较计数值CH与三角波比较产生S1管的PWM控制信号PS1和S3管的PWM控制信号PS3。S2管和S4管的PWM比较计数值CL与三角波交截比较,产生 S2管的PWM控制信号PS2和S4管的PWM控制信号PS4。其在获得S1管～S4管的驱动信号后,将信号送入过流封锁模块(208)。

如果io超过Irate,即输出电流和额定电流比较模块(209)输出低电平, S2管的PWM控制信号PS2和S3管的PWM控制信号PS3会封锁。如果io超过过流最大值Imax,即输出电流和最大电流比较模块(210)输出低电平,则S1、S2、S3、S4的PWM控制信号PS1、PS2、PS3和PS4都会封锁。

以上方法实现了当电流小于额定电流时,系统正常三电平运行;当电流大于额定电流且小于最大过载电流时,系统由S1、S4进行两电平运行。这样,S2、S3只需采用额定容量进行设计,而S1、S4仍采用过载容量进行设计,使系统成本大幅降低。

以上方法在控制上增加了过流比较单元。通道选择单元等模块实现了两种运行模式下PWM比较计数值的快速配置,保证了两种运行模式之间的平稳、快速切换。此外,该方法增加了两级过流封锁模块,在电流超过额定电流时快速并只封锁横排器件,从而保证了系统的安全可靠。

2 优化方法

考虑到系统切换为两电平后,电路发热会增加。如果系统还是按照原来三电平发热进行设计,当系统过载运行切换为两电平后,系统温升会增加,甚至可能超过系统允许值。这容易导致系统不正常。如果系统按照两电平发热进行设计,则会造成系统散热成本增加。因此,本文针对图2的方法作了进一步的改进,提出了优化方法。

优化方法首先利用温度采集模块(301)采集系统温度,接着将温度送入温度-三角波峰值转换模块(302)以得到三角波峰值Cmax_T,然后将其送入通路选择单元3(303)。当io正常未超过Irate,即输出电流和额定电流比较模块(209)输出高电平,通路选择单元3(303)开关下切至“2”,三角波峰值Cmax为恒定值Cmax_rate,系统正常进行恒频工作。相反地,当io超过Irate,即输出电流和额定电流比较模块(209)输出低电平,通路选择单元3(303)开关上切至“1”,三角波峰值Cmax为温度-三角波峰值转换模块(302)输出Cmax_T。在下一个开关周期计数器为零时,三角波峰值Cmax进行更新。

需要注意的是,温度-三角波峰值转换模块(302)有不同设计方法,不限于下面给出的方式。当温度低于设定正常温度Tnormal时,三角波峰值Cmax为设定值Cmax_rate。这意味着系统的开关频率是恒定的。当温度高于设定正常温度Tnormal时,三角波峰值Cmax将按照一定斜率随温度T的增加而增加。这意味着系统的开关频率相应降低。因此,系统的开关损耗降低,发热也相应降低。

以上方法仍按照原有三电平发热情况设计。当系统过载运行切换为竖排二管两电平运行后,系统运行为随温度变化的变频运行方式,以保证温升不超过系统允许值,从而确保了系统散热成本不增加。

以上方法增加了温度-三角波峰值转换模块、通道选择单元等,实现了正常温度下的恒频运行和超温后的随温度变化的变频运行。两种运行模式下的三角波峰值可实现快速配置,保证了两种运行模式间的平稳、快速切换。随温度变化的变频运行控制系统如图3所示。

图3提出的超温后随温度变化的变频运行来降低系统温升的方法,同样可以应用到其他拓扑中。该方法可以按照较低功率进行,从而大量节省系统散热成本。二电平电路随温变化的变频运行策略是该方法在两电平电路中的应用。

图4 二电平电路随温变化的变频运行策略

图4所示的随温变化的变频运行策略步骤如下。首先,温度采集模块(301)采集系统温度。接着,温度数据送入温度-三角波峰值转换模块(302),得到三角波峰值Cmax_T。然后,Cmax_T送入通路选择单元3(303)。当io正常未超过Irate,即输出电流和额定电流比较模块(209)输出高电平,通路选择单元3(303)开关下切至“2”,Cmax为恒定值Cmax_rate,系统正常进行恒频工作。相反地,当io超过Irate,即输出电流和额定电流比较模块(209)输出低电平,通路选择单元3(303)开关上切至“1”,Cmax为温度-三角波峰值转换模块(302)输出Cmax_T。最后,在下一个开关周期计数器到零时,Cmax进行更新,从而实现超温后的随温度变化的变频运行。