双向隔离型AC-DC矩阵变换器的双极性SVM调制分析

2023-12-25白文静宁鑫淼李威臻

电工材料 2023年6期

白文静，刘杰，宁鑫淼，李明，李威臻

（三峡大学电气与新能源学院，湖北宜昌 443002）

0 引言

根据2022年全球电动汽车展望报告的预测，全球电动汽车存量将从2021 年的近1800 万辆迅速增加到2030 年的2 亿辆，年平均增长率超过30%，电动汽车成为“双碳先锋”。电动汽车快速充电桩是为电池提供能量的必要设备，是电动汽车推广和应用的关键基础设施[1]。随着新能源与电网的整合，研究满足V2G 等高性能储能技术的双向变换器成为解决该问题的关键[2]。传统的电动汽车充电桩由两级拓扑结构组成，前级通常是PFC 电路结构，后级为DC-DC隔离变换器，两级拓扑具有控制简单的优点[3]。然而，直流链路薄膜电容器增加了系统体积，降低了功率密度和可靠性。因此，无直流链电容的双向隔离型AC-DC 矩阵变换器以其高效、紧凑、可靠性高、寿命长和宽范围输出电压的优点，成为电动汽车充电器的首选[3,4]。

双向隔离型AC-DC 矩阵变换器的调制策略会显著影响拓扑结构的效果。常见的调制方法有对称双线电压调制法，其可实现交流侧电流张正弦化，但占空比计算量大，对处理器的运算速度要求较高[5]；双周期解耦空间矢量相移调制利用“解耦”思想生成所需驱动信号，但生成驱动波形需要大量计算[6]；空间矢量脉冲宽度调制（SVPWM）利用空间矢量切换实现开关管的控制，调制复杂度低，电压利用率高且易于数字控制器实现，是目前最适合3-1MC 实现三相交流转换至单相交流电的调制方法。

1 电路拓扑

双向隔离型AC-DC 矩阵变换器拓扑结构如图1 所示，该变换器主要由三相输入滤波器、前级3-1矩阵变换器、高频变压器及后级全桥整流器、输出滤波器组成。前级电路中的矩阵变换器由六只双向开关组成，每只双向开关Sxy由两个MOSFET 单向可控开关S+xy和S-xy(x=a,b,c；y=p,n)反向串联构成，用于实现三相工频交流电流变换成正负交替的单相高频交流电流；高频变压器隔离前后级变换电路，实现升、降压变换；输出侧经全桥整流电路将高频交流电压转换成直流电并为电池充电，可实现高频交流电与直流电之间的双向功率传输。

2 工作原理

图1 中，三相交流电网电压为usa、usb、usc，网侧电流为isa、isb、isc，前级3-1 矩阵变换器的输入电压为ua、ub、uc，输入电流为ia、ib、ic，Lf和Cf分别为输入滤波电感电容，用于滤除高频开关动作产生的高频电流谐波，防止其注入电网造成扰动。3-1MC 输出侧经过等效电感L（由3-1MC 串联电感和高频变压器电感效应产生的电感共同构成）连接高频变压器一次侧，电压为up，电流为iL；高频变压器二次侧连接后级全桥电路，二次电压为us，电流为is；再经过输出L0和C0低通滤波电感电容，以保证直流侧电压电流平滑稳定，连接电池，电池电压为vb，电流为ib。

电网到车辆模式（G2V）时，变换器工作于整流模式，此时输出侧电感电流idc＞0。前级3-1MC 处于三相工频交流电转换成单相高频交流电工作状态，经过高频变压器电气隔离后传输给后级全桥电路，后级电路处于整流工作状态，将单相交流电压整流为直流电压，滤波后向电池传输电能。此时，变压器us和is二次侧极性相同，由变压器输入输出等量关系可知一次侧up和iL极性也保持一致。

车辆到电网模式（V2G）时，变换器工作于逆变模式，此时输出侧电感电流idc＜0。电池作为直流电压源，经后级电路逆变，将直流电压逆变为单相高频交流电压，经过高频变压器电气隔离后传输给前级3-1MC，3-1MC 将单相高频交流电转换成三相工频交流电，经过网侧滤波后反馈至电网。此时，变压器us和is二次侧极性相反，同样一次侧up和iL极性也相反。综上所述，电感L0上的电流idc的极性与能量流动方向有关，因此，通过控制idc的方向可有效控制能量流动方向。

3 双极性电流SVM调制

双极性电流空间矢量调制将一个开关周期分为前、后两个半周期，在前半周期，由相邻两个有效矢量和一个零矢量合成参考电流矢量；后半周期，由前半周期采用的两个有效矢量的相反矢量及零矢量合成参考电流矢量，形成正负交替的高频交流电压[7-8]。

由于3-1MC 通过电压源供电，要求满足输入端三相电源不短路，输出端不断路。因此在任意时刻，3-1MC 上桥臂和下桥臂的三个双向开关应各导通一个；另一方面，根据变压器电感特性可知电流iL不会断续，要求至少一个开关连接到点P 或点N。基于以上约束条件，定义开关函数Sxy如式（1）所示。

因此，3-1MC 共有9 个基本电流矢量，分别为6个有效矢量和3 个零矢量，如表1 所示。其中，I1～I6是有效电流矢量，I7～I9是零电流矢量。6 个有效矢量将极坐标分为6 个扇区Ⅰ～Ⅵ，具有固定方向并均匀间隔π/3 rad，参考电流矢量以角速度ω逆时针旋转，依次经过每个扇区，如图2所示。根据参考电流矢量Iref所在扇区，按照伏秒平衡的原则使用相邻两个有效矢量和以最少开关切换次数对应的一个零矢量合成Iref，前半周期使用iL＞0 对应特定扇区中的两个有效电流矢量，后半周期使用iL＜0 对应的两个有效电流矢量。零矢量的选择按照所需开关状态转换数量最小为原则，以减少开关损耗。以扇区Ⅰ为例，参考电流矢量Iref在[0,TS/2]期间由有效矢量I1、I2和零矢量I7合成，在[TS/2,TS]期间由有效矢量I4、I5和零矢量I7依次合成，合成公式可写为式（2）[9]。

表1 开关状态表

表2 各个扇区的空间电流矢量

图2 扇区分布及矢量合成图

其中，d1=d3，分别是有效电流矢量I1和I4作用的占空比；d2=d4，分别是有效电流矢量I2和I5作用的占空比；d0是零矢量作用的占空比。各占空比表达式为式（3）。

式中，θi(i= 1,2,...,6)，θi∈[0,π/3]是参考电流矢量Iref在每个扇区内与第一个有效矢量之间的夹角；m为调制系数，是输入与输出电流峰值的比值，调整m的大小可以改变占空比以调节输出电压[10]。扇区Ⅰ中，一个开关周期的变压器初级电压up的波形及3-1MC和全桥变换器的脉冲信号如图3所示。

图3 变压器一次侧电压及开关管信号

4 PⅠ直接功率控制

采用PⅠ直接功率控制方法，独立控制有功和无功功率，控制框图如图4所示，以恒电流充电和恒电压充电模式为例。恒电流充电下，将电池充电电流与参考电池电流比较得到电流误差，经过PⅠ控制后得到电池参考电压，将其与参考电池电流相乘得到参考有功功率；恒电压充电下，将电池充电电压与参考电池电压比较得到电压误差，经过PⅠ控制后得到电池参考电流，将其与参考电池电压相乘得到参考有功功率。无功功率参考值手动设置为0，实现单位功率因数控制[11-12]，经过瞬时功率计算公式（4）得到α-β 坐标系下网侧电流的参考值i*sα和i*sβ，计算调制系数m和夹角θi，如式（5）所示。

图4 PⅠ直接功率控制框图

最后通过双极性电流SVM 产生PWM 信号控制开关管的通断。

5 仿真验证

仿真参数设定三相电网电压为415 V，电网频率为50 Hz，开关频率为10 kHz，变压器匝数比3∶1，电池额定电压vb为72 V。变压器一次侧电压up、二次侧电压us和漏感电流iL的波形如图5所示，与理论推导波形一致。图6所示为PⅠ直接功率控制方法下的网侧电流总谐波失真率，THD=2.71%，在允许范围内。