一种基于SiC的并联交错式图腾柱无桥功率因数校正变换器

雷二涛，张浚坤，金莉，马凯，李盈

(广东电网有限责任公司电力科学研究院，广东 广州 510080)

在“双碳”形势下，电动汽车大量涌入市场[1]，同时汽车充电系统大量接入电网，然而这种无序接入电网的行为增加了电网的峰谷差，增大了电网负荷的随机性，导致电网稳定性降低和电能质量下降，严重威胁电网的安全[2-7]。功率因数校正(power factor correction，PFC)环节是车载充电器/电动汽车供电设备(electric vehicle supply equipment，EVSE)功率级的第1级，其目标是将输入电流转换为与电网电压同相的近似正弦波形，减少对电网的谐波注入，改善功率因数，以符合电网接入的相关标准。同时，PFC还能为后级DC/DC转换器提供稳定的输入电压[8]，保证整个系统的正常运行。

目前，工程上通常采用的单相交流输入的充电器架构中，前级为单相PFC，采用单级升压PFC或交错双级PFC。单级PFC结构简单，可采用低成本控制器轻松实现。而交错拓扑有利于消除输入和输出电流纹波，可以更方便地进行电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)滤波设计，使储能元件更小，还能更好地散热。后级为隔离型DC/DC变换器，用于提供电气隔离并生成稳定的输出电压。因此，AC/DC变换器作为电网与用电设备之间的接口，不仅承担着电能变换的作用，还要尽可能减小后级负载对电网造成的影响。而PFC变换器作为充电系统的前级，其性能好坏不仅关系到电网的电能质量和稳定性，更关系到后级DC/DC变换器能否稳定输出。

传统的有桥PFC变换器具有成本低、控制简单等优点[9-11]，但是其效率受到前级二极管不可控整流和非双向结构的影响。为了提高效率并减少电路的半导体数量，无整流桥PFC变换器逐渐普及[12-20]。为了降低PFC变换器的损耗，并且实现能量的双向传输，文献[13]提出将传统图腾柱无桥PFC变换器的二极管改为低频开关管，降低了导通压降，减少了损耗。文献[14]提出一种并联交错式的图腾柱无桥PFC变换器，该变换器可以实现单路、双路交错运行。文献[15]设计了一款基于氮化镓高电子迁移率晶体管(gallium nitride high electron mobility transistors，GaN HEMT)、工作在连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)模式下的图腾柱无桥PFC变换器，可以用于2.2 kW的空调压缩机驱动系统，峰值效率达到了98.6%。文献[16]设计了一款基于GaN HEMT的工作在CCM模式下的图腾柱无桥PFC变换器，功率等级达到3.2 kW，效率可以高达99%，功率密度为7.9 W/cm3，但是随着变换器功率等级和开关频率的提升，开关损耗也不容忽视。文献[17]提出了一种用于PFC电路软开关的无桥双升压整流器，其在传统无桥升压整流器的基础上增加了额外辅助电路，可实现主开关的零电压开通和辅助开关的零电流关断，并且系统输出功率为800 W。文献[18]针对常规PFC变换器由于硬开关而损耗较大的问题，采用附加电感器来减小开关损耗，利用其储存的能量实现了开关的零电压开通功能，并且输出功率可达1.6 kW。文献[19]提出了一种在连续导通模式下可用于图腾柱PFC整流器零电压开通的控制方法，且该技术在400 kHz开关频率下峰值效率达98.35%。

由于传统无桥PFC存在损耗较大的问题，本文提出一种基于SiC的并联交错式图腾柱无桥PFC变换器。首先，通过分析所提并联交错式图腾柱无桥PFC变换器中1个升压单元的4种工作模态，介绍电流纹波减小的工作机理；然后，根据变换器具体参数指标设计主电路参数，并采用基于数字锁相环(phase locked loop，PLL)的变换器控制策略；接着，对高频和低频的开关管均设置死区，并且结合一定的软启动措施，达到抑制工频电流过零点畸变的目的，同时设计增强型脉冲宽度调制(enhanced pulse width modulation，EPWM)的8个工作模式；最后，通过仿真及实验对所提并联交错图腾柱无桥PFC变换器进行验证。

1 并联交错式无桥图腾柱PFC变换器

并联交错式图腾柱无桥PFC变换器电路如图1所示，其中，SD1、SD2为工频开关管，S1—S6为高频开关管，L1、L2、L3为三路升压电感(电感值分别为L1、L2、L3)，Cout为输出电容(电容值Cout)，Rload为负载，Uac为交流输入电压。L1-S1-S2、L2-S3-S4、L3-S5-S6分别构成3个升压单元，3个单元交错120°工作，3个电感电流交错120°升降，减小了电流纹波。

图1 并联交错式图腾柱无桥PFC变换器Fig.1 Interleaved totem-pole bridgeless PFC converter

并联交错式图腾柱无桥PFC变换器共有16种模态。当交流输入电压位于正半周时，SD2导通，当交流输入位于负半周时，SD1导通。这里对其中1个升压单元(L1-S1-S2)进行分析，其余2个升压单元分别滞后于此单元120°、240°工作。1个升压单元有4种模态，具体的模态分析如下：

模态1，交流输入电压位于正半周，此时SD2和S2导通，电感L1储能，电感电流上升，输出电容向负载供电，电感电流以式(1)线性增长：

(1)

式中：iL1为流过电感L1的电流；uac为交流输入电压瞬时值；t为时间。

模态2，交流输入电压位于正半周，此时SD2和S1导通，电感L1向负载供能，电感电流下降，输出电容充电，电感电流以式(2)线性下降：

(2)

式中Uout为输出的直流电压。

模态3，交流输入电压位于负半周，此时SD1和S1导通，电感L1储能，电感电流上升，输出电容向负载供电。

模态4，交流输入电压位于负半周，此时SD1和S2导通，电感L1向负载供能，电感电流下降，输出电容充电。

根据式(1)、(2)，结合电感伏秒平衡原则，并假设三相交错并联参数完全相等，可以得到电感电流纹波和输入电流纹波符合以下关系：

ΔIac=ΔILk(D)；

(3)

(4)

式中：ΔIac为输入电流纹波；ΔIL为电感电流纹波；D为占空比，且D=(Uout-uac)/Uout。当交流电压信号位于正半周时，D指的是开关管S2、S4、S6的占空比；当位于负半周时，D指的是开关管S1、S3、S5的占空比；当D=1/3和D=2/3时，三相电感纹波相互抵消，总电流纹波为0。

2 PFC变换器主电路设计及其控制策略

2.1 主电路参数设计

并联交错式PFC变换器的参数指标见表2。

表2 变换器参数指标Tab.2 Converter parameters indexes

2.1.1 熔断器选择

为了选取合适的熔断器，需要计算输入电流Iac，RMS。依据最大功率和输入电压可得

(5)

式中功率因数和效率按照最低标准计算。

2.1.2 升压电感选择

根据前文推导，可以得出电感电流纹波的最大值

(6)

式中：Ts为开关周期；L为三路升压电感L1、L2、L3其中之一(三路采用相同的电感)。

根据设计要求中的电流纹波系数γL≤10%，综合考虑额定功率和效率因素，有

(7)

式中Uin，max为输入电压最大值，则

(8)

考虑安全裕量，最终选择电感的规格为260 μH/20 A。

2.1.3 直流侧电容选择

由于输出电压存在二倍工频纹波，所以输出电容需要满足纹波因素。由设计指标可知输出电压纹波系数γU≤5%，则有

(9)

式中ΔUout为输出电压纹波。

此外，当电容两端的实际电压不是纯直流电压而存在纹波波动时，就会产生纹波电流，电容选型中对纹波电流同样有设计要求，电容输出最大电流纹波

(10)

考虑安全裕量和市面上常用的电解电容值，由12组2个150 μF/350 V串联的电解电容组成直流支撑电容Cout，单个电容的额定纹波电流为970 mA，等效电容值为900 μF/700 V，电容组的额定纹波电流为11.64 A，满足设计要求。

2.1.4 开关管选择

由于输出电压为600 V，考虑20 V的电压纹波，则开关管的理论耐压UQ需要满足

UQ>Uout+Uripple=620 V.

(11)

式中Uripple为电压纹波。

考虑1.5倍的安全裕量，开关管的实际耐压UQN应满足

UQN>1.5UQ=930 V.

(12)

考虑电感电流1.5～2倍的安全裕量，开关管的额定电流IDSN应满足

IDSN=(1.5～2)×IL，max=21.232～28.3 A.

(13)

式中IL，max为流过单路电感电流的最大值。

最终确定高频开关管为额定电压1 kV、额定电流35 A的SiC金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)，低频开关为额定电压1.2 kV、额定电流90 A的SiC MOSFET。

2.2 控制策略设计

图2为CCM模式下并联交错式图腾柱无桥PFC变换器的控制功能框图，其中：Uref为参考输入电压，iL1、iL2、iL3为流经三路电感的电流。输出电压经过电阻分压和调理电路滤波后进入数字信号处理器(digital signal processor，DSP)的A/D模块，交流输入电压经过电压互感器和调理电路进入DSP的A/D模块，经过二阶广义积分PLL(second order generalized integrator PLL，SOGI-PLL)得到单位正弦信号，取绝对值后和电压环输出的乘积即为电流参考信号。采样得到的3个电感电流信号分别经过分PI调节器调节产生PWM信号，从而产生对应开关管的开关信号，最后经过驱动电路得到SiC MOSFET的驱动信号，由此完成一次调制。

图2 并联交错式图腾柱无桥PFC变换器的控制框图Fig.2 Control block diagram of interleaved totem-pole bridgeless PFC converter

为了使输入电流可以很好地跟随交流输入电压，本文采用数字PLL产生单位正弦信号，作为电流环的给定信号。传统PLL根据鉴相器实现方法的不同可被分为2类，分别是基于功率的PLL(power-based PLLs，pPLLs)和基于正交信号发生器的PLL(quadrature signal generation-based PLLs，QSG-PLLs)。pPLLs使用乘法器作为鉴相器，但其对电网电压较为敏感，这种鉴相器会引入倍频扰动，导致倍频振荡和偏移误差[20-21]。所以本文设计采用结合二阶广义积分基于正交信号发生器的PLL[22-24]，正交信号发生器的结构如图3所示，其中：us为输入的交流电压信号，uα、uβ为正交信号发生器输出的正交信号，k为增益，ω为需要生成的正交信号的角频率，s为拉普拉斯算子。

图3 正交信号发生器结构Fig.3 Structure diagram of orthogonal signal generator

在Simulink中搭建PLL模型，仿真结果如图4所示，其中：uosg为输出的正交信号，uspll为输入的交流信号。图4(a)所示为正交信号发生器的输出结果，可以看出正交信号发生器可在α和β轴输出正交信号，图4(b)所示为PLL的输出结果，可以看到经过约0.06 s输入的交流信号uspll可以跟随uosg的相位信号，满足快速性的要求。

2.3 控制程序设计

选用TMS320F280049作为控制器，控制程序流程如图5所示。为了方便调试和功能测试，系统采用模块化编程。主函数控制主要包括系统初始化、变量初始化、保护阈值设定、中断配置和主函数无限循环等待中断请求5个部分。

图5 控制程序流程Fig.5 Control program flow chart

中断服务函数包含电流环中断和电压环中断2个部分。当收到中断请求时，这2个中断服务函数都需要先清除中断标志。电流环将读取模/数转换器(analog-to-digital converter，ADC)结果，执行前馈补偿函数和PLL程序，再运行电流调节器，将得到的结果作为调制波进行PWM，控制开关管的开通和关断。电压环将首先判断输入电压的极性，再对直流电压环进行前馈补偿，接下来运行电压调节器，再计算输入输出功率，最后进行欠压或过压的判断，确保系统安全运行。

2.4 工频电流过零点畸变的抑制策略

工频电流过零点畸变一直是图腾柱无桥PFC变换器的关键问题。为了防止上下管直通，高频和低频的开关管均设置了死区，并且结合一定的软启动措施。以1个升压单元为例，关键信号波形如图6所示，其中SSD1、SSD2、SS1、SS2为开关管SD1、SD2、S1、S2的驱动信号，S为各驱动信号。

图6 软启动策略Fig.6 Soft start strategy

t∈[t0，t1)：负半周正常运行阶段。

t∈[t1，t2)：负半周到正半周的死区时间，由于电感电流无法突变，电流保持原来的流向，此时所有开关管均处于关断状态，只有S2和SD2的体二极管续流，同时高频开关管SD2漏-源间的寄生电容充电。

t∈[t2，t3)：仍然处于死区时间内，但是S2已经开始开关动作，为了消耗寄生电容上储存的电能，占空比由小到大进行软启动。

t≥t3：正半周开始正常运行。

2.5 EPWM模式设计

根据前文的叙述可知，过零点电流畸变对于图腾柱无桥PFC变换器相当重要，有必要对EPWM的模式进行细致设计。模式过渡如图7所示，EPWM被分为8个模式，判断标准为PLL的输出值uspll，以正半周开始，为了抑制过零点时产生的电流尖峰，判断阈值设定为CPZ1、CPZ2、CNZ1、CNZ2。

图7 模式过渡Fig.7 Schematic diagram of mode transition

模式1：[CNZ1，0)，定义电网电压为负穿越状态1，此时封锁低频管输出，高频管以最低占空比持续开关动作，以消耗寄生电容储存的能量，等待电网电压真正穿越至负半周。

模式2：[0，CNZ2)，定义电网电压为负穿越状态2，此时电网电压已经真正穿越至负半周，但仍封锁低频管和高频输出，同时切换主从PWM，清零电流调节器，为软启动做准备。

模式3：[CNZ2，计数结束)，定义电网电压为负穿越状态3，此时封锁低频管PWM输出，高频管开始动作进行软启动，逐渐增大占空比，等待增大计数完成。

模式4：[计数结束，CPZ1)，定义电网电压为负半周状态，此时低频管开始动作，进入正常调制模式。

模式5：[CPZ1，0)，定义电网电压为正穿越状态1，此时封锁低频管输出，高频管以最低占空比持续开关动作，以消耗寄生电容储存的能量，等待电网电压真正穿越至正半周。

模式6：[0，CPZ2)，定义电网电压为正穿越状态2，此时电网电压已经真正穿越至正半周，但仍封锁低频管和高频输出，同时切换主从PWM，清零电流调节器，为软启动做准备。

模式7：[CPZ2，计数结束)，定义电网电压为正穿越状态3，此时封锁低频管PWM输出，高频管开始动作进行软启动，逐渐增大占空比，等待增大计数完成。

模式8：[计数结束，CNZ1)，定义电网电压为正半周状态，此时低频管开始动作，进入正常调制模式。

3 仿真与实验验证

3.1 并联交错式无桥图腾柱PFC变换器的仿真验证

仿真参数见表3。

表3 并联交错式图腾柱无桥PFC变换器仿真参数Tab.3 Simulation parameters of totem-pole PFC converter

并联交错式PFC变换器的仿真结果如图8所示，其中iac为输入交流电流。

图8 并联交错式PFC变换器的仿真结果Fig.8 Simulation results of interleaved PFC converter

可以看出，输入电流可以很好地跟随输入电压的相位，达到了PFC的目的，输出电压存在2倍工频纹波，且纹波系数在5%以内，满足前文的计算和理论分析，达到设计要求。对比图8(a)和图8(b)可知，即使加入了抑制措施，轻载工况下的电流纹波仍然相对较大。

输入电流与电感电流波形如图9所示，其中iL为单路的电感电流。图9(a)所示为满载工况输入电流和电感电流，可以看出电感电流存在较大纹波，通过并联交错，总输入电流的纹波得到大幅减小。图9(b)所示为满载工况输入电流和电感电流纹波，在占空比为0.5时，三相电感电流交错120°升降，此时电感电流纹波为1 A而总输入电流纹波为0.4 A。由此可知，通过并联交错，电流纹波有明显减小。

图9 输入电流与电感电流波形Fig.9 Input current and inductor current

3.2 并联交错式无桥图腾柱PFC变换器的实验分析

实验样机如图10所示，样机体积为1 311 cm3，功率密度5.015 W/cm3。

图10 实验样机Fig.10 Experimental converter

首先进行驱动电路实验，给定占空比为50%的方波，驱动输出波形如图11所示，驱动输出正常，幅值为+15 V/-4 V。其次进行交流输入的电流闭环实验，实验波形如图12，输入交流信号50 V，带1 100 Ω纯阻性负载进行电流闭环实验，输出达到225 V，实现了升压，电流波形可较好跟随输入电压，计算效率达到95%；由于受限于安全因素和负载原因，实验仅使用小电流作为输入电流来获取波形，以验证该变换器的控制效果。因此，输入电流iac过零点存在相对较大的纹波，在输入电流较大时采取的措施效果将相对明显，同时说明轻载工况下的软启动措施仍然需要完善。

图11 驱动输出波形Fig.11 Driver output waveform

图12 交流实验波形Fig.12 AC test waveform

4 结束语

近年来电动汽车逐步普及，为了提高电网稳定性以及电网质量，PFC技术被广泛应用于车载充电器。本文设计了一款基于SiC器件的并联交错图腾柱无桥PFC变换器，作为车载充电器的前级。该变换器可以工作在CCM模式下，有效抑制电流纹波，同时由于使用了并联交错技术，变换器具有开关器件容量小、功率密度高的特点。本文首先分析了1个升压单元的4种模态，并对变换器进行软硬件设计，硬件方面包括电感计算、直流侧电容选择和开关管选择，软件方面包括控制策略和程序设计、PLL设计、过零点畸变的抑制策略和EPWM模式设计。最后，搭建了Simulink仿真模型，并设计制作了额定功率6.6 kW的样机。通过测量驱动波形、直流波形和交流波形，验证了该变换器的有效性与可行性。