带隙基准源高阶曲率补偿方法研究
2023-10-29程亮
程 亮
(山西经济管理干部学院, 山西 太原 030024)
0 引言
带隙基准源是一种与电源电压、环境温度和半导体制造工艺的变动无关,能提供稳定的电流或电压的集成电路[1]。基准源是模拟集成电路,如模数转换器(ADC),低压差线性稳压器(LDO)及DC-DC转换器的重要组成部分,其输出信号的稳定性直接影响系统的性能。
随着电子技术的发展,对基准源的精度提出了更高的要求。高精度基准源一般通过消除温度的线性效应和非线性效应来实现。抵消温度的非线性效应即高阶曲率补偿技术是提高基准源精度的关键。高阶曲率补偿方法一般是通过产生一个极性相反的非线性项来抵消基准电压中的非线性温度特性。生成非线性项的方法有PTAT2曲率矫正技术[2]、 二极管环路技术[3]、β补偿技术[4]及分段补偿技术[5]等,这些技术产生的非线性项无法实现与基准电压中的非线性温度特性完全匹配。本文在深入分析带隙基准电压温度特性的基础上,提出了一种能够与基准电压中的非线性温度特性完全抵消的非线性项产生电路,以实现低温度系数的目的。
1 电压温度特性分析
电压基准源由二极管、电流镜和电流基准源三个部分组成。其中二极管电压的温度特性将影响整个基准电压的精度。在实际的集成电路中二极管一般由基极和集电极短接的双极型晶体管替代。双极型晶体管集电极电流IC与基极发射极电压VBE关系如下:
.
(1)
其中,VT=kT/q为热电压(k为玻尔兹曼常数1.38×10-23J/K),IS表示反向饱和电流。
IS(T)=D·T4-n·exp(-VGO/VT).
(2)
其中,D为与温度无关常数。
假设集电极电流IC与温度的关系为:
IC(T)=E·Tδ.
(3)
当集电极电流与温度无关时δ取0,当与T成正比时δ=1,E为常数。把公式(2)、(3)带入公式(1)得:
(4)
(5)
把公式(5)带回公式(4)得到晶体管的基极发射极电压:
(6)
上式即是BJT晶体管基极发射极电压的温度特性函数,第一项为常数项,第二项具有线性负温度系数,第三项具有非线性负温度系数,其中(4-n)取值范围3.6～4[3]。带隙基准电压源是在VBE的基础上叠加正温度系数电压来消除VBE随温度变化产生的波动。仅对线性项进行抵消为一阶曲率补偿,若需更高精度的基准电压应当对非线性项进行补偿即高阶曲率补偿。
2 高阶曲率补偿方法
2.1 PTAT电路
图1为产生PTAT电流原理图,由运放、核心电路和启动电路组成。Q1和Q2为PNP型晶体管,Q1的横截面积为Q2的N倍。MOS管M1、M4和MP3组成启动电路。MOS管M2、M3、M5、MP1和MP6组成运算放大器,与MP2管构成负反馈来维持正负输入端即A点和B点电压的稳定。
图1 PTAT电流电路
2.2 传统带隙基准源
图2 传统带隙基准电压源
2.3 高阶补偿电路
进一步减弱基准电压的温度效应需对公式(6)中的VT·lnT项进行抵消即高阶曲率补偿。本文设计了一种新颖的补偿电路可实现对VT·lnT项的完全抵消。图3 为高阶曲率补偿电路。
图3 高阶曲率补偿电路
图3中MP1和MP2为电流镜,从图1的PTAT电路中镜像生成与绝对温度成正比的电流Ip,MP5从图2的传统带隙基准源电路中镜像生成一阶曲率补偿的基准电流Ir。MP2的Ip电流通过NPN晶体管Q1,该晶体管的基极发射极电压加在电阻Rp上生成一个负温度系数电流Ia;一阶补偿的基准电流通过Q2管,在电阻Rr上生成另一个负温度系数电流Ib。MOS管MP4的电流为镜像电流Ia,根据基尔霍夫电流定律可知,流过电阻R2的电流为Ic=Ia-Ib。电阻R1上叠加经MP1镜像的正温度系数电流Ip。输出端得到的基准电压为:
(7)
因Q1集电极电流为PTAT特性,所以用公式(6)表示的VBE1公式中δ=1。Q2管集电极电流与温度无关,所以VBE2公式中δ=0。把式(7)中的VBE1和VBE2用公式(6)替换得到:
(8)
3 讨论
要得到上述公式,在电路中需满足Q1管和Q2管的横截面相同,镜像电流Ip和Ir在参考点温度To时大小需尽量一致,可根据公式(1)得到VEB1(To)=VEB2(To)。
(9)
本文提出的这种新颖的高阶曲率补偿电路可实现基准电压中温度非线性效应的完全消除。参考文献[2]中采用一个与绝对温度的平方成比例的电压(V∝T2)来抵消VBE中与T·lnT相关的非线性项。参考文献[3]中生成的非线性项也无法与晶体管VBE电压中的高阶分量完全抵消。参考文献[4]根据NPN晶体管的正向偏置电流增益与温度成指数关系这一性质(β∝e-1/T),来抵消晶体管电压中的非线性分量。参考文献[5]采用分段补偿技术,低温段进行线性补偿,高温段采用高阶曲率补偿。文献中介绍的方法都不能实现VBE晶体管电压中非线性分量的完全抵消,本文提出的电路结构优于文献中介绍的方法。
