一种低功耗高阶补偿带隙基准电压源

王华杰, 聂 海

(成都信息工程大学通信工程学院,四川 成都 610225)

0 引言

带隙基准电路作为基本的模块电路广泛应用于模拟电路和混合信号电路中,例如模数转换器(ADC)、DC-DC 电源芯片和低压差线性稳压器(LDO)等。 需要高精度参考电压源以提供高分辨率和高速数据转换率。 因此,高精度基准电压源电路的设计倍受关注。随着便携式设备需求的增加且尺寸越来越小,传统的带隙基准电路逐渐不能满足高精度的应用要求,设计低功耗、低温漂和高电源抑制比(PSRR)的带隙基准源电路显得越来越重要[1]。

为降低温度系数,研究人员提出了多种补偿方法,例如指数温度补偿、分段线性曲率校正、高阶温度补偿等。 而提高电源抑制比的方法可以采用共源共栅结构[2-3]。 本文提出一种新的高阶曲率补偿的BGR 电路[4],在3.3 V电源电压下,该电路能产生1.2 V的稳定输出参考电压并且其温漂系数低至1.45 ppm/℃,消耗电流仅为911 nA。

1 常规带隙参考电压

在传统的带隙拓扑电路(图1)中,二极管连接的双极晶体管(BJT)因其良好的温度特性被选为主要元件。图1 中,VDD 为电源电压,VSS 为接地,VREF为输出参考电压。 此电路将具有负温度系数的双极型晶体管的基极-发射极电压VBE和具有正温度系数的电压ΔVBE以适当的权重相加来得到零温度系数的基准电压。

图1 传统带隙基准电压源

图1 中,当晶体管在正向有源区偏置时,基射极电压可表示为[4]

式中,第一项在温度为Tr时是连续的,第二项为一阶温度相关项,第三项为高阶非线性部分。 因此,需要一个校正电压来消除或降低温度的相关特性,一般采用合适的校正系数M的VT作为校正电压,其表达式为

其中VBE可以用泰勒级数展开为

式中,温度为-123 ℃～127 ℃,α2的取值为-3.05×10-7V/K2[5]。 因此,在忽略三阶以上的项情况下,常规的结构具有曲率向下的温度特性。

2 带隙基准的设计

2.1 整体结构的设计

图2 展示了一种高阶补偿技术[6-7],有电流IREF1和IREF2两个参考。 采用IREF1-IREF2进行高阶补偿,参考电压表示为

图2 温度补偿技术

考虑通过某种方法将IREF2的曲率翻转,得到曲率和BGR B 中的曲率特性相反的参考电流,再和IREF1相加以实现高阶温度补偿[4]。

由于电路设计采用双核心结构,两个核心18 个三极管占据的版图面积已经够大,并且Banba 结构的带隙结构本身版图面积相对较大,因此电阻值可取较大以满足低功耗要求和得到更加精确的参考电压,而版图面积相对而言不会有过大的增幅,因此本文电路结构适用于对版图面积要求不高的场景。 并且在SMIC.13 μm的工艺中,选择方块电阻最大的polysab电阻,可以有效地减小版图面积。 此外,选取具有N型层阱的组件,可有效地将P 型衬底用于不同的电路然后屏蔽其他后续电路的噪声[8-9]。 两级运放能够提供较高的直流增益并且能够给BGR 电路较高的环路增益,使得图1 中的A、B 点的节点电压能够更好地虚地。

图3 为研究的一种新的高阶温度补偿带隙基准电压源电路,包含两个传统的低压BGR 核心电路以及一个温度校正电路,还包含一个电流镜和一个求和电路,BGR 核心电路A 的参考电流为IREF1,BGR 核心电路B的参考电流为IREF2。IREF1、IREF2都只是抵消了一阶温度相关项,并且具有向下的曲率特性,由于存在高阶非线性误差,其精度不高。 然而当IREF2通过电流镜电路M2、M3 时,产生具有向上曲率特性的参考电流I′REF1。新的向上曲率特性电流I′REF1和具有向下曲率特性的电流IREF2相加以实现高阶非线性相互补偿。 从而实现高阶曲率补偿。

图3 高阶补偿基准电压源整体电路

如图3 所示,晶体管M2、M3 的漏极电压和源极电压的差异导致了ΔI=I′REF1-IREF1。 它的温度特性和晶体管的平方特性将会产生具有向上曲率特性的参考电流。 工作在饱和区的晶体管漏极电流可以表示为[10]

式中,βμ为温度系数,随浓度增加而减小。 文中PMOS的βμ取-1.3,而NMOS 的βμ为-2[16]。 晶体管的阈值电压大小近似为温度的线性函数,建模为[11-12]

式中,βTH为温度系数,其值与工艺有关。

最常用的值为-2 mV/C[13]。 图4 显示,根据晶体管M1 中的理想电流表示为

图4 基准电压与温度关系

由于M1 的二极管接法,VGS=VDS。 为了分析的简便性,假设电流ID不随温度变化,因此对ID求T的偏导为0。 图4 中的电流ΔI可表示为

如前面提到的,PMOS 器件的βTH为-2,βμ为-1.3。 为方便计算,这里使βμ为-1,对电流差ΔI求二次偏导为[14]

很容易得出上面式子的值大于0,可以得到:

式中,VREF=IREF×RREF,参考输出电压VREF表现出曲率上升特性,其二阶偏导随温度变化为正。 因此,具有PMOS 晶体管的电流镜具有曲率上升特性。

如图3 所示,IREF1通过由M2、M3 组成的电流镜电路,以此得到具有二阶温度相关的电流I′REF1。 平衡通过在BGR-A 中合适的电阻得到曲率上升特性的电流I′REF1,同时,通过选择合适的晶体管长度,可以得到不同级别的I′REF1。 总的电流IREF以及参考电阻RREF产生参考电压输出VREF。 因此,将曲率上升的电流与曲率下降的电流求和产生一个对温度依赖性更低的电流来产生高精度参考电压。

2.2 BGR 电路的实现

图3 展示了BGR 电路的实现,包含两个BGR 核心和一个温度校正电路。 BGR 核心A 使用自偏置,PMOS 管输出的二级运放。 BGR 核心B 使用自偏置、NMOS 管输出的二级运放。 M1、M2 和M3 拥有相同的尺寸来产生镜像电流。 运放OPA_P 和OPA_N 使得C、D 和A、B 两点的电压相同,参考电流可以表示为

IREF1具有曲率向下的特性,通过cascode 电流镜电路(M4、M5、M6、M7)以及合适的电阻值,可以得到一个均衡的具有曲率向上特性的参考电流I′REF1。 其表达式为

式(13)中,VT为一阶项,Vh为大电流镜内具有曲率上升技术的高阶项。VT通过选择合适的R0、R1的阻值比例来消除。 Cascode 结构的电流镜用作决定沟道调制因素,获得更合适的Vh。 对于核心B,R2A、R2B 拥有相同的阻值,MOS 管M8、M9、M10 拥有相同的尺寸。另外,电阻R0、R2使核心A、B 获得相似的IPTAT电流。IREF2表达式为[15]

由于高阶非线性的负系数,IREF2具有曲率向下的特性。 通过求和电路,参考电压VREF表示为

由于使用同类型的电阻,K1、K2为与温度无关的参数。VC1、VC2为一阶补偿后与温度无关的参考电压。第一项是与温度无关的电压,Vh1和Vh2分别为核心A和B 的高阶非线性项。 在电流镜电路中,通过选择合适的电流镜结构和合适的MOS 管尺寸,可以得到适合的Vh1、Vh2,使得Vh1=-Vh2。 然后对这两个振幅相似、方向相反的高阶非线性项进行相加和补偿。 这个方法有效提高了输出参考电压的精度。

2.3 运放的设计

本文采用二级弥勒补偿运放,根据两个运放的输入范围,OPA_P 采用PMOS 输入,OPA_N 采用NMOS输入。 ΔVBE=VTln(N)由运放控制,会受到运放失调误差的影响。 有系统失调和随机失调两种可能性。 随机失调是由于工艺和版图的失配导致,不可避免。 系统失调主要是由于运放的增益有限而产生的,高DC 增益的运放可以获得较低的系统失调。 因此,研究采用Miller 补偿的二级放大器来减小系统失调带来的误差影响[10],获得较高的增益。 设计中,PMOS 管输入运放和NMOS 管输入运放的低频直流增益分别大于77 dB和75 dB,功耗消耗分别为58 nA和75 nA。

3 仿真结果与分析

根据所设计的基准电压源在典型工艺角下仿真,温度在-45 ℃～155 ℃电源电压为3.3 V时的温度特性仿真结果如图4 所示。

从图4 看到,在电源电压为3.3 V时,温度范围内最大输出电压为1.200078 V, 最小输出电压为1.199729 V,可计算出其温度系数为1.45 ppm/℃。 而当电源电压分别在3 V、3.3 V 和3.6 V 时,温度为-45 ℃～145 ℃进行仿真的结果如图5 所示,基准源的温度系数分别为2.73 ppm/℃、2.18 ppm/℃和2.64 ppm/℃。

图5 不同电源电压下的基准电压温度特性

图6 为室温下基准电压源输出电压随电压源变化的曲线特性。 当电源电压大于1.32 V时便可产生稳定的输出,在电源电压为1.47 ～3.48 V时,基准的电压源能够稳定工作,最大输出电压为1.19985 V,最小电压输出为1.19972 V,计算得到其线性调整率为6.45×10-6V/V。

图6 基准电压随电压源变化仿真

电源电压分别为2.5 V、2.78 V、3.08 V、3.22 V和3.36 V 的低频电源抑制比最低为2.5 V 时的-63.2 dB@1 Hz,最高为3.08 V时的-88.0 dB@1 Hz,并在电源电压为3.3 V附近能够达到-72 dB@1 Hz的电源抑制比(图7)。 此外,为使电源抑制比在高频处依然有可观的表现,在输出端加入滤波电容[16]以提高在高频处的电源抑制比,其结果表明在100 KHz时,电压基准源的电源抑制比为-45 dB。

图7 基准电源电源抑制比特性仿真

4 结论

本文基于传统的基准源设计和优化了一款低功耗高精度的基准电路,在工作电压1.5 ～3.3 V有很好的线性度。 仿真结果表明,在Typical 工艺条件下,基准源电路在电源电压3.3 V,并在-45 ℃～155 ℃宽温度范围内能够提供1.2 V的稳定基准电压输出,其温度系数低至1.45 ppm/℃,其线性调整率为6.45×10-6V/V。通过增加滤波电容以增强在100 KHz处的电源抑制比,该结果表明电源电压为3 V左右时基准源具有较好的电源抑制特性。