基于数字DSP 的5G 通讯电源LLC 变换主回路参数的设计

杨云霞

（合肥经济技术职业学院，安徽 合肥）

引言

本研究所设计的5G 基站用的通讯电源模块，3 KW 功率，输入220 V，可以给基站电池组（包含各种锂电池和铅酸电池）进行充电，同时可以为基站提供电力供应。输出接72 V 电池，充电电流最大40 A，可以进行N+1 冗余设计和使用。在任意一个模块停止的情况下，不会出现基站停机的现象，保障通讯良好。由于为基站通讯做保障，整机效率不低于94%。电源纹波低于100 mVP-P（峰-峰值）[1]。

1 整体回路的设计

在设计本电源之前，我们对以下几种拓扑结构进行了比较和分析：

（1） 全桥移相电路。移相全桥电路实际测量效率值如表1 所示，根据测量结果得知，不满足本次设计中关于效率部分的要求[2]。

表1 全桥移相电路效率值

（2） LLC 全桥电路。LLC 全桥电路如图1 所示。

图1 LLC 全桥结构电路

（3） LLC 半桥电路。LLC 半桥电路如图2 所示。

图2 LLC 半桥结构电路

图3 LLC 谐振电路幅频特性

（4） 全桥半桥方案对比效果如表2 所示。

表2 全桥半桥方案对比效果

表3 变压器方案对比效果

从方案对比中可以看出，全桥LLC 电路在输出瞬间开路空载的情况下，不具备自钳位功能。即在满载时，如果出现负载突然断开的极端情况，那么在谐振状态下的主回路会输出一个非常高的Q 倍电压，设备就会变得非常危险。而半桥LLC 电路具备自钳位功能，不容易引起灾害。因此，本项目采用半桥LLC 电路作为主拓扑实现设计目标。谐振点设定在100 KHz。

2 主回路中电容的容值计算

主谐振回路中的电容具有隔离直流的作用，因此在LLC 电路中，主变压器和电感器中不存在由于直流电流产生的磁偏现象，所以设计中占空比可以按最大设计而无需补偿。这是一个非常重要的参数，回路中频率参数L 和C 决定了谐振频率和功率。半桥电路中电压是母线400 V 电压的1/2，即200 V，因此需要确定谐振主回路中C 的最小参数。先以最简化方式进行计算，不考虑系统死区时间，不考虑实际功率余量[3]。在谐振状态时，谐振槽路的最小电容值：

在实际选取电容参数时，考虑到死区时间500 nS，同时来自PFC 电路的输入电压取值在380 V～400 V 之间，最低值按直流380 V 考虑，且考虑拓扑结构的功率余量，最大设计承受能力大于3.6 KW，故使用了两个0.15 uF/630 V 的高精度CBB-MKP 电容并联，总容量为0.3 uF，并且使用了散热效果最好的扁平封装产品。

3 主回路中电感的计算设计

（1） 主回路谐振电感的计算

在进行谐振电感的计算前，LLC 电路谐振电感有两种方式：

（2） 主回路谐振的电感设计

①磁性材料：选取了PC40 材质的PQ4040 铁氧体作为载体。该材质在非饱和状态下感值稳定不变化，工作在非饱和状态，散热良好即可[4]。

②漆包线选材：由于电感峰值电流接近32 A，平均电流16 A，而且工作频率F=100 KHz 很高，集肤效应严重，故采用0.1×250 的高频漆包线双线并绕，并且，铜线裸露，方便散热。

③圈数，感值和气隙：这三个参数互相影响，相互约束。在综合考虑这几个因素前提下，结合以往经验，圈数选取9 圈，感值11 uH，气隙经过研磨，大约在0.46 mm。满足了系统对这几项参数的要求。

4 主回路中变压器的设计

在LLC 电路中，变压器传输功率大，传输频率非常高，磁能交换的同时还要保证实现MOS 管的软开关状态。

（1） LLC 工作状态

LLC 工作示意如图4 所示。由于半桥电路上下两路控制对称且相同，故只分析一半的工作状态，另外一半相同，不再赘述。

图4 LLC 工作示意

状态1：开关管Q1 导通，电流通过Q1 流过Cr，Ls 和Lp，电容Cr 充电，电感Ls和Lp 充磁，形成谐振波形正半周。

状态2：开关管Q1 关断，Cr、Ls 和Lp 形成谐振电流，Q2 的体二极管被打开，Q2 导通。Q2 实现ZVS 软开关。

状态3：开关管Q2 导通，Cr、Ls 和Lp 形成谐振电流负半周。

状态4：开关管Q2 控制信号关断，进入死区时间，但是由于Q2 体二极管并没有关断，其关断时间由Trr 实现，所以，Q2 还是导通的。此时Cr、Ls 和Lp 形成谐振电流还是负半周，形成的弱小电流将Q2 体二极管关闭。

状态5：开关管Q2 体二极管关闭后，还需要一点很弱小的电流继续由谐振回路回流到开关管，由于Q2 已经彻底关闭，这个很小的电流会使开关管Q1 体二极管被打开，在没有驱动的情况下导通。Q1 实现ZVS 软开关。

（2） 变压器参数的设计

从上面的分析看出，每个周期，变压器要传输功率，变压器必须工作在线性范围内，在磁场中就必须有一个磁化电流，同时还要与谐振电感和谐振电容形成谐振电流，这个谐振电流不但需要在死区时间去关断已经开通的MOS 管，还要在谐振结束前，打开另外一个MOS 管，用来形成ZVS（Z 零V 电压S 开通）。

①K 取值，电感值：根据以上分析，LLC 电路MOS管在死区电流接近过零时，体二极管是反向导通的。所以，在谐振回路中，即便是正常工作情况下，需要一个比较大的磁化电流。于是LLC 变压器的自身电感相比于其他电源拓扑结构中的自感小很多。K（变压器自感与谐振电感比值）一般取4～7，本次设计为了尽量提高效率，采用K=7～8，即自感为84 uH±2 uH。

②圈数：本设计目标是72 V 的输出电压。母线电按380 V 计算，则380×10/12/2/2×0.95=75。

采用双变压器，原边串联自感为42 uH±1 uH 副边并联，确定变比应该在12:11 或者12:10，于是做了两组变压器，最终确定12:11 表现更好，输出额定电压74 V刚好满足了设备需要。

5 主回路中MOS 管和驱动电路的选型及注意事项

LLC 电路结构的优势在于工作频率非常高、效率非常高，但也带来相应的设计问题。本次设计的谐振点频率F=100 KHz,单个LLC 组件功率在3 KW 以上，相对比较大。由于是半桥结构，传输电压200 V，平均电流达到16 A，峰值电流1.7×16=27 A，变压器为了能够工作在谐振状态，需要一个比较大的磁化电流，预估能达到1 A，实际峰值电流接近30 A，这就要求必须使用大功率的MOS 管以及配套性能足够好的大功率驱动电路。由于LLC 工作过程中存在体二极管导通并参与谐振，电流在体二级管中存在反向流动的特性，不但要考虑MOS管自身的一些问题，同时体二级管参数也变得非常重要。由此，合理地选择MOS 管和驱动电路非常重要。

（1） 频率问题

本次设计的LLC 电路工作在F＞F0 的区间，最高频率设置在350 KHz，250 KHz 以上断续打嗝方式输出。在100 KHz 时，周期为10 uS，半个周期为5 uS。所以，MOS 管必须能够以相当快的速度开通和关断。普通的低速MOS 已经无法达到这样的工作频率，而MOS 管的驱动电路用高频驱动管子，驱动电流一定要足，速度要快。

（2） 死区时间

在LLC 电路中，由于开通时间非常短，而死区中出现多次换流现象，死区时间中，谐振电流要消耗掉已经开通的MOS 管中的体二级管的载流子。

本次设计采用了TI 公司专门为高速MOS 设计的驱动芯片UCC27424，其单路驱动能力达到4 A，纳秒级的开关速度，并联使用，可以加倍驱动电流，完全满足了高速、高功率的驱动要求[5]。

6 整流回路中的参数选择: 同步整流或者二极管整流

输出电压额定值为72 V 但是实际充电电压最高可以达到83 V，同步整流所采用的MOS 管应当为耐压600 V 的管子，以47N60C3 为例，导通电阻0.07 欧，导通压降0.07×40=2.8 V，导通电压高于二极管整流，产生的热损耗高于二极管整流。故采用APT60DQ60 作为输出整流二级管。其主要的特性如下：

足够快的关断时间，在主回路死区时间内，完成自动反向关断。

低导通电压，开通后发热量小，效率高，并且有足够的输出电流余量。

结束语

为能够将高压交流电功率转换成可变电流和可变电压的直流电功率，本研究采用APFC 和LLC 电路实现功率和隔离的转换下，降低了损耗，具有广泛的应用前景。