一种基于变流器工况特定开通时刻下米勒平台的IGBT结温监测方法

2023-09-19杨宁刘伟志张林林廖永康葛兴来

电机与控制学报 2023年8期

杨宁, 刘伟志, 张林林, 廖永康, 葛兴来

(1.中国铁道科学研究院集团有限公司机车车辆研究所,北京 100081; 2.北京纵横机电科技有限公司,北京 100094;3.西南交通大学电气工程学院,四川成都 610031)

0 引言

作为功率变流器中能量变换与传输的核心部件,绝缘栅双极晶体管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)凭借其高耐压、低导通压降以及高开关速率的性能在轨道交通、新能源发电以及航天领域有着广泛的应用[1-3]。随着上述行业的快速发展,IGBT所需的功率等级逐渐提升,器件封装趋于紧凑,使得IGBT的温升显著,IGBT模块的失效率明显增大。统计表明,由温度引起的功率模块失效占比高达55%[4],因此,IGBT结温监测对于评估器件运行状况与剩余寿命、实施主动热管理具有重要的意义[5-7]。

由于IGBT芯片封装于模块内部,其结温难以直接测量,因此实际工况下的IGBT结温监测一直是研究难点。当前常用的IGBT结温监测方法主要有物理接触法、红外热成像法、热网络模型法以及温敏参数法[8-11]。前两种方法需要对IGBT模块进行开封,且需要特定的设备,因此在实际中难以推广。热网络模型法需要进行复杂的数学计算,且该方法的准确度依赖于模型精确度,而模型建立所需的器件参数不易获取,同时会受到模块老化的影响。温敏参数法则是基于外部电参数与结温的关系[12-13],通过对电参数的监测去推导IGBT芯片的结温,该方法响应速度快,无需对模块进行开封,不需要复杂的模型推导,且部分温敏参数不受老化影响,因此温敏参数法在实际中得到了较好的应用。

目前很多的温敏参数已经用于监测结温,与IGBT功率回路相关的参数主要有导通饱和压降VCE-ON[14]、短路电流ISC[15]、关断最大电流变化率dic/dt[16]以及关断电压变化率dV/dt[17]等。VCE-ON在小电流下与结温有较好的线性度,但在变流器实际运行中无法实现对小电流饱和压降的测量,而大电流饱和压降存在非线性问题,此外测量饱和压降需要专用的测量电路,以隔离母线电压的影响。短路电流ISC与结温的灵敏度较高,但需要改变变流器的PWM信号并向变流器注入短路电流,存在安全隐患且同样需要设计特定的驱动电路。关断电流变化率dic/dt可通过测量开尔文与功率发射极之间的电压VeE间接获取,进而对结温进行监测,但VeE数值较小,且同时与负载电流、母线电压等因素有关。而关断电压变化率dV/dt同样受到负载电流、母线电压的影响,因此实际应用存在困难。

相比之下,与IGBT栅极回路相关的温敏参数测量更加方便与稳定,主要有阈值电压Vge-th[18]、栅极电流最大值Ig-pek[19]以及米勒平台高度Vml[20]。其中阈值电压Vge-th与温度具有良好的线性关系,但一般需要在特定电流下进行采集,导致实际应用困难。栅极电流峰值Ig-pek不受变流器运行工况的影响,与结温线性度较高,但随温度变化的数值较低。米勒平台Vml的灵敏度较高,但还与负载电流和器件老化有关,为保证监测结果可靠,因此实际应用中需在特定电流下进行。

综上所示,已有的温敏参数通常受到负载电流、母线电压等多种因素的耦合影响,部分温敏参数与运行工况无关,但会存在结温监测灵敏度较低的问题。因此,本文提出了一种基于变流器特定开通时刻下米勒平台的IGBT结温监测方法,该方法通过在IGBT反并联二极管导通时对栅射极电压进行采集,获取特定时刻下的米勒平台高度Vml对结温进行监测,可有效避免负载电流、母线电压等因素对结温监测的影响。

本文首先对变流器的通流模式进行分析,指明文中所提特定开通时刻的物理含义。其次,理论分析在该开通时刻下IGBT栅极回路的充电过程,分析该过程中IGBT米勒平台Vml与结温Tj的物理联系。进一步,搭建小功率整流器实验平台获取不同测试条件下的实测数据,进而建立IGBT结温与Vml间的映射关系,之后,改变负载工况对建立的映射关系进行验证。最后,对所提温敏特征参数的影响因素进行分析。理论与实验表明,本文所提特定开通时刻下IGBT米勒平台与结温的线性度较好,不受运行工况的影响,且可在变流器运行条件下实现精准的IGBT结温监测。

1 特定开通时刻下米勒平台监测结温的原理

1.1 变流器通流模式分析

在变流器拓扑中,一个桥臂通常由2个IGBT模块及其反并联二极管组成,由于负载电流IL有流入或流出这两种流通方向,从而桥臂在换流时有两种通流模式。为了便于分析,定义桥臂开关信号S为:

(1)

当开关信号S为1时,只有上管IGBT和二极管可以进行通流,当电流IL流出桥臂时,电流通过上管IGBT,而当电流IL流入桥臂时,电流只能通过上管二极管进行续流,如图1(a)所示;同理,当开关信号S为0时,只有下管IGBT和二极管可以进行通流,其流通路径与电流方向如图1(b)所示。

图1 不同负载电流方向下的换流模式

而在变流器控制运行中,当开关信号S为1时,无论电流方向如何,上管IGBT模块的栅射极两端都会施加正电压;当S为0时,下管IGBT模块栅射极两端会施加正压。分析可知,这一控制方式会出现IGBT栅射极被施加正电压,但负载电流流经IGBT模块反并联二极管的特定情况。在这种特定开通时刻下的IGBT栅射极电压不受运行工况的影响,因此可作为良好的温敏特征参数。

考虑实际工况下变流器桥臂上下模块的驱动控制信号存在死区时间的情况,图2显示了开关信号S从1变为0阶段中,上管与下管IGBT栅射极电压的实测波形,如图2所示,上管Vge降到低电平后,经过3 μs后,下管Vge才开始上升至高电平。

图2 桥臂换流过程中的死区时间

1.2 特定开通时刻下的米勒平台分析

由上节分析,在特定开通时刻下IGBT模块栅射极驱动电压变为高电平Vg(on)时,其反并联二极管已经导通,负载电流经并联二极管续流,因此,IGBT集射极电压Vce为二极管正向导通压降的负值,此时发射极电压高于集电极电压,在这种状态下IGBT无法通过电流。为研究此开通过程中米勒平台与结温间的内在联系,如实测栅射极电压Vge波形如图3所示,本文将此开通过程中的栅射极电压Vge分为3个阶段进行分析。

图3 Vge充电过程

[t0-t1]阶段:在t0时刻,驱动电源电压变为高电平从而出现栅极电流,此阶段栅极电流可以看做给栅射极电容Cge与栅集极电容Cgc充电。Vge的变化趋势可以表示为

(2)

式中:Rg为栅极驱动电阻与栅极内阻的总值;Cies为Cge与Cgc的总值。

在此阶段中,当Vge达到平带电压Vp后,Cge减小导致栅极电流给电容充电速率加快,从而Vge的上升斜率变大。

[t1-t2]阶段:在t1时刻,Vge上升至米勒平台电压Vml,Vge由于负反馈作用维持在米勒平台Vml。下面详细分析此特定开通时刻下米勒平台的实际物理含义,为进行说明,图4显示了IGBT的芯片结构。由于导电沟道完全贯穿,因此图中IGBT处于线性工作模式,进而有

图4 IGBT结构图

(3)

式中:Z表示垂直于纸面方向的芯片尺寸;un表示沟道中的电子迁移率;Cox表示栅极氧化层电容;LCH表示沟道长度;Vth表示阈值电压;IC表示集电极电流。

如图4所示,假设栅射极电压Vge在驱动电源电压的作用下增大ΔVge后,MOSFET的沟道电流也随之增大,这部分电流从IGBT发射极流向IGBT集电极对电容Cdep2进行充电,造成电容Cdep2两端电压增加,而由于发射极与集电极电压Vce恒定为二极管导通压降VD,因此会导致E1点的电势升高,而E2点的电势等于集电极电势,所以电容Cox1的电压E2-E1会降低,即Vge会由于负反馈的作用降低并且维持在Vml平台附近。而特定开通时刻下IGBT芯片不会流过电流,即IC为0,因此由式(3)可知此时Vml的电压应近似等于阈值电压Vth,而该参数已被证明不受变流器运行工况的影响,且与器件结温存在良好的线性关系[21]。

[t2-t3]阶段:栅极电流继续给Cgc和Cge进行充电,直到Vge到达驱动电压最大值,Vge可以表示为

(4)

影响Vge曲线的2个IGBT寄生电容Cge与Cgc主要由耗尽层电容Cdep与氧化层电容Cox组成,其分布情况如图4所示,图中Cge主要由Cdep1和Cox1串联而成,而Cgc主要由Cox2与Cdep2组成。由于在本文所提及的特定条件下,IGBT集射极Vce为负压,所以会导致靠近集电极的PN结反偏,形成耗尽层电容Cdep2。

1.3 结温对阈值电压的影响

由上述分析可知,在特定开通时刻下,Vml就等于阈值电压,而阈值电压是一个很好的温敏参数。

阈值电压定义的是栅射极电压增加到栅极下方形成强反型层的电压,根据半导体知识可知阈值电压Vth可以表示为

(5)

式中:φB为表面势能;εs表示材料的相对介电常数;NA为掺杂浓度;Cox为栅极氧化电容。其中φB可以表示为

(6)

式中:K为玻尔兹曼常数;Tj为结温;ni为本征载流子浓度。其中ni可以表示为

(7)

式中:Eg为禁带宽度;C为比例常数。

在Vth的表达式中,只有φB与结温有关,进而dVth/dTj可以表示为[21]

(8)

而上式可以近似认为是一个与温度无关的常数,即Vth与Tj有很好的线性关系。

在本文所提的特定开通时刻下,米勒平台Vml等于阈值电压Vth的值,所以Vml与温度有较好的线性关系,而且由于二极管导通导致IGBT两端电压恒定且没有电流流过,因此相对于正常开通状态下的米勒平台而言,此时Vml不受母线电压与负载电流的影响,可作为良好的温敏参数,同时,相比于此前研究中直接测量Vth而言,测量该特定时刻下的Vml方法无需监测电流的大小,使得测量更为简单快捷。

2 实验验证与结果分析

2.1 整流器实验平台

本文以英飞凌FF50R12RT4型号的IGBT模块为例进行验证分析。图5(a)为开封后的模块实物图,便于直接测取结温信息,图5(b)和图5(c)分别为模块的内部布局图与等效电路图,其中一个IGBT模块由2个芯片串联构成,每个芯片的两端反并联一个续流二极管,共同置于铜基板上面。

图5 FF50R12RT4型号IGBT模块

进一步搭建小功率整流器实验平台对本文方法进行测试与验证。整流器实验平台拓扑如图6所示,其中平台主电路结构由2个FF50R12RT4模块组成,其中a桥臂模块的上管作为该实验中的测试器件,平台的控制部分由Dspace控制器以及上位机实现。平台的测量部分由红外测温仪、加热板以及高精确度示波器等设备组成。图7显示为实验平台的实物图。

图6 整流器IGBT结温监测实验原理图

图7 整流器IGBT结温监测实验平台

整流器中IGBT模块通过导热硅脂与加热板接触,加热板可以快速调节IGBT模块的芯片温度至特定温度,在对被测IGBT模块进行开封后,可通过红外测温仪直接读取结温信息,以完成结温参考数据集的离线采集。

整流器实验平台的相关参数和测试组别如表1所示,其中:Ud为母线电压;fs为基波频率;其余参数含义见图7。实验中通过加热板对IGBT模块进行加热,使得被测IGBT的结温Tj在30～100 ℃每隔10 ℃变化一次,期间待温度稳定后,通过传感器采集被测模块上管的驱动电压Vge与负载电流Ic。测试过程中整流器一个基波周期实验波形如图8所示。

表1 实验参数设置

图8 整流器DQ解耦控制效果

2.2 实验验证

为了消除系统噪声与振荡的干扰,对获取的Vge数据进行处理。当负载电流Ic>0,整流器a桥臂上管的二极管导通,此时对应的上管驱动电压即包含所需的米勒平台Vml,以负载电流约5 A条件下的样本为例,图9展示了经过滤波处理的Vml结果。

图9 负载电流为5 A时对应的Vml

进一步,为了建立特定条件下米勒平台Vml与结温Tj的关系,对于实验组1,米勒平台的持续时间在140 ns左右,为了消除噪声等因素的影响,用平台阶段的50个数据点取其平均值作为此次过程中的Vml值建立结温监测模型的输入数据。本文利用MATLAB自带的Cftool拟合工具箱对Vml与Tj进行拟合,如图10所示,拟合信息如表2所示,即

表2 Vml与Tj的拟合信息

图10 结温参考数据集的拟合结果

Tj=p1Vml+p2。

(9)

式中p1～p2为拟合函数的系数。

由表2可知,拟合的优度R-square为0.985 2,这表明Vml与Tj两者之间存在很好的线性关系且由图10的结果可知,随着结温的增大,Vml会随之减小,这与文献[19]的中的Vth和结温间关系的实验结果相符。

进一步,为验证所提特定时刻下Vml对于变流器多工况下的泛化能力,获取实验组2测得的Vml数据对式(9)进行验证。图11为选取测试样本,将平台中的50个采样点取平均值作为此次Vml,分别将其带入关系式进行结温计算。图12展示了测试样本的结温计算结果和实际结果的对比,可以看出,验证组计算结温分别为41.2、60.3、79.6、99.2、109.5 ℃,而实际结温分别为40、60、80、100、110 ℃,平均预测精确度可达99.1%,与实际的结温数值基本一致,这表明所建立的函数关系式是准确的,且具备较强的泛化能力。

图11 实验2不同温度下对应的Vml采样点

2.3 影响因素分析

上述拟合了Vml与Tj的函数关系,并对其在不同工况下的应用进行了验证,但是温敏参数往往会受到电压与电流的影响,因此本节采用实验组3、4和5的数据,通过改变IGBT网侧电压电流,分别分析母线电压Ud、负载电流Ic对Vml的影响。图13、图14分别为结温Tj30 ℃下,母线电压Ud、负载电流Ic单一影响因素变化时的米勒平台Vml。

图13 母线电压Ud对米勒平台Vml的影响

图14 负载电流Ic对米勒平台Vml的影响

由图13可知,随着母线电压的变化,特定条件下的Vml基本不会发生变化,且由图14的结果可知,Vml也不受到负载电流的影响,这与前文的理论分析相符。实际上,在此特定开通时刻下电流只由续流二极管通流,而不流过被测IGBT,被测IGBT芯片两端的电压恒为二极管导通电压的负值-VD,因此可知其同时不受负载电流和母线电压的影响。

因此,所提基于变流器特定开通时刻下米勒平台Vml可实现结温Tj的准确监测,其与结温具有良好的线性关系,且不受母线电压与负载电流的影响。