移动通信射频架构和数字收发器的设计与分析

作者简介：郭俊杰（1987— ），男，山西吕梁人，工程师，硕士；研究方向：通信产品研发，项目管理及市场技术。

摘要：随着社会经济及信息技术的发展，移动通信得到了越来越广泛的应用。移动通信射频架构和数字收发器作为设备关键部件，其性能指标的优劣对移动通信设备的使用推广至关重要。文章综述了移动通信典型射频架构和数字收发器方案设计，分析了超外差接收机、直接下变频接收机及镜像抑制接收机、DDC原理及抽取、改进型直接下变频接收机、数字单载波、多载波发射机等设计方案的优缺点及对系统应用指标的影响，为移动通信设备方案遴选提供了基础支撑。

关键词：移动通信；收发信机；射频架构

中图分类号：TN924 文献标志码：A

0 引言

随着射频集成电路的快速发展和高速DSP处理器的不断演进，无线收发信机的设计与制造在几十年里已经有了飞跃式发展。伴随高速DSP处理器、高速DA及AD器件的不断发展，射频设计可以在更高的频率进行数字化，从而达到减少射频器件、增强收发信机通道性能的效果［1］。典型数字无线接收机如图1所示。射频部分包含接收通道前端，中频和基带处理部分由数字部分实现。

1 接收机方案设计与分析

1.1 超外差和直接下变频接收机设计与分析

大多数战术接收机使用传统的超外差接收机架构，该架构需要使用高Q值RF滤波器、中频电路、本地振荡器等，在费用、功耗、体积等方面无明显优势且不易集成封装。直接下变频接收机与传统超外差接收机相比，在体积、功耗、费效比方面更具优势，不过需要解决直流偏置、IQ失衡、噪声闪烁、二阶互调等问题，且有高动态AD、高线性前端等需求；在硬件处理上，有很多方法使这些问题最小化，使用DSP可以有更好的方法评估和弥补相关硬件缺陷；像器件公差、器件老化、DSP与RF之间的协同等相关研制生产问题，催生生产与测试的全自动化性。因此，需要一种类似软件无线电的可编程终端［2］。

超外差接收机是使用最广泛的接收机架构。接收机前端的镜像抑制滤波器和第一中频滤波器這种高Q值的器件，对于设备小体积一体化会有一定的挑战。从天线口接收到的射频信号经前置滤波后进行LNA信号放大，经中频滤波器后下变频到第一中频，然后再下变频到便于采样、便于高动态AD处理的低中频，AD的采样率典型值为10 MHz～50 MHz，数字信号送入DDC进行数字下变频；DDC实现数字信号到基带处理的转换；数字处理部分进行抽取、滤波来适应解调、译码所需的采样率［3］。

超外差接收机的主要特性是信号的高选择性和高镜像抑制，这种优异性能来自高Q值滤波器和双变频方案，带来两个方面的制约：（1）难以集成到单片基板上；（2）使用两变频方式的接收机增益集中在RF阶段，消耗了较多的直流功耗，阻碍了该方案在使用电池的便携式设备上的应用；（3）第二中频是固定且匹配信道带宽的，阻碍了可变速率应用的使用，对于大速率就需要较大的带宽，这样对于大带宽的低速率应用而言，降低了接收灵敏度且易受干扰，易阻塞［4］。

综上所述，超外差接收机在不使用电池供电设备中比较普及，主要制约为：体积、功耗、集成度、带宽固定、难以升级应用于多波形多速率。

超外差接收机的局限促使设计者使用零中频接收机架构，零中频接收机使用直接下变频方式无需镜像滤波器和中频部分，可以集成到一个小板上且消耗较少的直流功耗。直接下变频方案的本地振动器频率与接收到信号的载波频率相同，大部分信号增益分配在基带而不是RF端，减少了功耗简化了电路设计［5］。

零中频接收机没有前置射频和中频预选，信道预选和大部分的AGC控制在基带部分实现，从而降低了接收机射频复杂度。基带预选使用可调开关滤波器所要求的速率来改变信道带宽。直接下变频接收机相对超外差接收机有一定优势，也有一些设计挑战。（1）下变频信号实虚部分离式信号处理的正交失衡引入了镜像干扰，正交失衡扭曲旋转了数字调制星座图造成误判，限制了该架构的使用。（2）与接收信号载波频率相同的本地振荡频率，由于在LO与RF端口间的有限隔离、空间辐射，LO自混频导致了较大的直流偏置。（3）闪烁噪声和射频、基带的半导体设备相关，从DC到几百kHz呈指数增长式分散，而基带信息也需要从该段低中频频段获取。不过，正交失衡、直流偏置和闪烁噪声问题，基于DSP算法能够实现跟随消除。

1.2 镜像抑制接收机方案设计与分析

镜像抑制混频器作为超外差和直接下变频的折中，已被广泛应用。该接收机使用正交相位消除镜像，只需保留较少的中频部分、无需笨重庞大的镜像滤波器。有两种类型的镜像抑制接收机架构。第一种是WEAVER结构的接收机。假设两个下变频正交通道相位正交，幅度相等，通过变换与正交相加，在相加端产生了反相的镜像，同相的有用信号，相加以后，镜像抵消、有用信号加倍。第二种是Hartley结构的接收机。该接收机在理论上与WEAVER结构相似，只不过通过90°相移镜像而不是频率变换，由于90°相移使用电阻、电容实现，精确的正交匹配仅在窄带可以保持，限制了接收频率范围。这两种结构的接收机也会有正交失衡和直流偏置的问题，不过已经广泛应用于商业接收机中。

1.3 DDC原理与抽取方案设计与分析

数字下变频DDC是现代接收机中必不可少的一部分，它将过采样中频转化为基带信号，然后将信号抽取变换为低采样率。典型流程为：AD采样信号通过数字乘法器形成基带信号，假设NCO与接收载频无频率失配，这样同相和反相之路都是真实的基带信号；高采样率（一般大于4倍带宽）的正交输入通道经抽取后，每个符号的采样率变低。DSP算法无须耗费过多努力进行解调计算，而信号信息内容仍被保持。

1.4 改进型直接下变频接收机设计与分析

规避超外差接收机相关问题的另一种方法是使用近零中频接收机架构，也叫作低中频接收机。这种架构将RF信号转变为与真正的基带信号稍微有点偏差的低中频信号，以规避直流偏置与闪烁噪声问题，而且保持了超外差接收机的优点，在使用低Q值器件时能够实现低中频滤波。

超外差接收机的另一种派生是双下变频宽带IF接收机（如图2所示），第一混频使用固定的本振将所有通道信号转为中频，第二级复数模拟本振将信号转为基带信号。第一级本振不在载波频率上，没有直流偏置和闪烁噪声等问题，且可以使用低相位噪声高Q值的SAW滤波器处理，第二级本振是低频率的，其相位噪声也容易被抑制。

1.5 正交失配和系统影响评估与分析

接收机正交失配对系统指标产品影响。正交失衡对接收机误码率的影响如图3所示。

2 发射机方案设计与分析

2.1 数字发射机方案设计与分析

数字上变频的架构与数字下变频的架构相反，基带采样信号使用正交NCO结合复数乘法器从零频（基带）变到中频或直接变到发射载波频段。在实际应用中，发射通道的基带信号被过采样，然后按所要求带宽进行信号成形。比如，将64 kbps的基带数据进行上变频，数据分离成奇偶数据流输入到I路和Q路，速率分别为32 kbps，经支路上的基带滤波器对发射数据进行成形滤波。该滤波器使用平方根升余弦滤波，滚降系数用于控制信号带宽［6］。若滤波采用频率为10倍的数据率，成形滤波器的采样输出为320 kbps；若中频在5 MHz～20 MHz频率范围，内插因子为M=12，结果IF频率就为3.84 MHz。有商业应用的数字上变频芯片可选，TI公司的GC4116是一个上变频芯片，可以实现与NCO相乘之前的三级内插，第一级是2个FIR实现的63阶可编程系数内插，第二级是2个CIC内插，第三级是可编程的8-1448内插比的CIC内插，总共可以实现32-5792的内插；芯片可达100 MSPS。AD公司的AD6623芯片同样是在采样信号与NCO相乘之前实现三级内插，第一级是通过平方根升余弦滤波器实现的可编程FIR（M=2），第二级是五阶CIC，内插因子1-32，第三阶是内插因子为1-4096的2阶CIC滤波器。

针对数字上变频，有3类发射机架构。对于IF调制上变频发射机拓扑，基带信号数字上变频到IF后，正交调制信号经过中频滤波器抑制中频谐波，然后经模拟上变频到RF频段载波、经放大后馈入天线发射。这种架构提交较大，实现成本较高，而且中频和上变频滤波器较大，导致发射机难以集成在单片上。但是由于正交调制是在低中频，易于解决正交失衡问题，便于信号的滤波和幅度控制，以期获得准确的调制星座图；而且发射谐波滤波器有50～60 dB的谐波抑制，中频上滤波器减轻了谐波滤波器的规格要求。为了降低成本、缩小体积，可移除IF部分，采用直接上变频发射机架构：基带信号不经过中频直接调制到RF频段载波，由于LO与RF载波频率一致，在PA输出端和调制间的有限隔离须进行载波抑制；为了避免“PA Pulling”问题，推荐做法是试用2×LO，在正交混频器芯片内部进行二分频获取LO。该架构的另一个问题是PA输出动态范围被载波“Feed Through”限制，需要加入可控的PA驱动级。该架构没有使用IF滤波器，这种发射机拓扑易于集成到小基片上，不过最终的镜像抑制滤波器仍是一个分立器件。為了规避这两个架构PA输出端需要大谐波滤波器的制约，演进了Offset-PLL发射机架构，在该架构中，Offset-PLL也被用于接收机的主本振，优势是PLL扮演了低通滤波器滤波谐波频率的角色，无须使用前两种架构中所需的高Q值谐波滤波器，而且Offset-PLL用于接收机LO降低了设计复杂度和实现成本。超外差发射机架构的优点是免受混频器高噪声系数的影响，不过输出端需要较大的谐波滤波器；Offset-PLL架构会受到诸如本振和混频器相互间的杂散干扰，用于相位调制信号，但不能用于QAM信号。

在IF调制上变频发射机架构和直接上变频发射机架构中，正交混频器存在正交失配且与频率有关，与Offset-PLL发射机架构不相关。例如，RF2484芯片有1°的正交失衡和2%幅度失配，如果其用于传输诸如CPFSK和CPM的连续包络信号，发射机正交失配将造成较为严重的峰均比。连续包络的CPM信号通过失配的正交调整器后的峰均比恶化。Offset-PLL发射机拓扑具有抑制谐波的能力，可以准确调整连续包络信号。通过理论计算及仿真分析，IF调制上变频发射机架构和直接上变频发射机架构在正交混频器输入的基带端口及LPF设计应重点关注，保证LO泄露和正交失衡最小化，这些将提高镜像抑制。

2.2 多载波发射机方案设计与分析

传统的多载波发射机，载波在PA之后合路，这种架构存在几个缺点：每个载波支路须独立调节；较大的功率损耗补偿PA合路插损；N个载波需要N个DAC、调制器、BPF和PA；在成本、体积和功耗等方面都不是最优选择。

改进型多路载波发射机，正交调制的分立载波在数字域进行载波合路，使用一个DAC和一个PA，在成本、体积和功耗方面较传统方案有显著优势。

3 结语

移动通信射频架构和数字收发器作为设备关键部件，其性能指标的优劣对移动通信设备的使用推广至关重要。文章综述了移动通信典型射频架构和数字收发器方案设计，分析了各设计方案的优缺点及对系统应用指标的影响，为移动通信设备方案遴选提供了基础支撑。

参考文献

［1］楼才义，徐建良，杨小牛.软件无线电原理与应用［M］.北京：电子工业出版社，2014.

［2］周建萍.IEEE802.11b/a/g调制信号解调的设计与实现［D］.重庆：重庆邮电大学，2017.

［3］SEIICHI S，KAMILO F. Adaptive DC-offset compe-nsation algorithm for burst mode operated direct conver-sion receivers［C］.Denver：Vehicular Technology Society 42nd VTS Conference-Frontiers of Technology， 1992.

［4］郭俊杰.外軍宽频多模战术无线电发展现状浅析［J］.移动通信，2016（20）：70-76.

［5］郭俊杰.外军士兵通信系统发展现状浅析［J］.移动通信，2016（23）：37-45.

［6］郭俊杰.外军30-512M陆地战术电台发展现状浅析［J］.中国新通信，2016（21）：149.

（编辑 王永超）

Abstract： With the development of social economy and information technology， mobile communication has been more and more widely used. As the key components of the equipment， the performance indicators of the mobile communication RF architecture and the digital transceiver are crucial to the use and promotion of the mobile communication equipment. This paper summarizes the mobile communication typical radio frequency architecture and digital transceiver scheme design， analyzes the super heterodyne receiver， direct lower side frequency receiver and mirror suppression receiver， DDC principle and extraction， improved direct down frequency conversion receiver， digital single carrier， multi-carrier transmitter and other advantages and disadvantages and the influence on the system application index， provides the basic support for the mobile communication equipment scheme selection.

Key words： mobile communication; transceiver; radio frequency architecture