基于两级双向DC-DC 变换器的电池管理单元设计

2023-02-10陈尊杰

电子设计工程 2023年3期

陈尊杰，初晨，金平

（1.国网新源水电有限公司新安江水力发电厂，浙江杭州 311608；2.河海大学能源与电气学院，江苏南京 211106）

随着能源与环境问题的日益突出，新能源产业的发展已经成为国内外关注的热点[1-3]。铅酸蓄电池因其具有工作特性平稳、价格低廉、安全可靠等优势[4]，被广泛应用于新能源、通信等领域[5]，在国家电池产业发展战略中占有重要地位[6]。单体蓄电池一般电压较低且输出功率小，实际应用中为满足系统的电压、功率等参数要求，通常会将多节单体蓄电池串并联以组成电池组[7-9]，而成组的蓄电池面临的主要问题就是由单体蓄电池的一致性差异导致的[10]。单体电池一致性差异导致的一系列问题会对系统安全性、电池寿命以及电池利用率造成严重的负面影响[11]。为解决电池组在实际过程中由于一致性差异造成的不良影响，需要电池管理电路来对电池组中单体蓄电池充放电行为进行调整控制[12-14]，以保障使用安全和电池组高效运行。文中以电池管理单元为背景，设计了一种两级双向DC-DC 变换器的电池管理单元，可实现两侧开光管的软开关，满足实际工程参数要求。

1 电池管理电路的原理

1.1 系统总体构架

根据铅酸蓄电池的实际参数和运行工况，并考虑到实际可行性，确定所研究的电池充放电管理电路的结构为如图1 所示的两级双向DC-DC 变换器。原边全桥H1、原边电感Lrp、高频变压器T、原边电容Crp、副边电感Lrs、副边电容Crs、副边全桥H2构成前级（CLLC 隔离谐振）变换器结构，C1为母线滤波电容，输出全桥H3、输出滤波电感Lo、输出滤波电容C2构成后级（双极性Buck/Boost）变换器，高压侧V1=48 V 直接连接到蓄电池组两端（电池组由24 节单体铅蓄电池串联而成），低压侧V2=2 V 接单体蓄电池，利用蓄电池组与单体电池之间的能量差实现对单体电池充放电管理。

表1 该文铅酸蓄电池的规格参数

图1 两级双向DC-DC变换器

1.2 前级CLLC隔离谐振变换器的运行原理

1.2.1 CLLC隔离谐振变换器拓扑结构

前级CLLC 变换器在高频变压器一次侧和二次侧分别存在一个LC 串联谐振结构，并且将励磁电感Lm也引入谐振网络。正向运行时，变压器励磁电感Lm可等效至一次侧，与原边谐振电感Lrp和原边谐振电容Crp构成谐振网络。反向运行时，励磁电感Lm则等效至二次侧，与副边谐振电感Lrs和副边谐振电容Crs构成谐振网络。

1.2.2 变频控制方式的运行机理

CLLC 谐振变换器有fr1和fr2两个谐振频率[15]。fr1为原边谐振电感Lrp与原边谐振电容Crp发生谐振时的谐振频率。而fr2为励磁电感Lm加入LC 谐振网络时的谐振频率。谐振频率如下式所示：

根据工作频率fs和fr1的大小关系，CLLC 谐振变换器可以分为三种运行情况:

1）当fs＞fr1时，此时整流侧开关管电流连续，导致反向恢复电压的出现，使得整流侧开关管处于硬关断状态。

2）当fs=fr1时，此时整流侧开关管电流临界连续，电流会自然过零，整流侧开关管实现ZCS。

3）当fs＜fr1时，当iLrp=iLm，原边谐振电感Lrp、原边谐振电容Crp和励磁电感Lm构成谐振回路发生谐振，此时整流侧开关管电流断续，整流侧开关管实现ZCS。

1.2.3 移相控制方式的运行机理

定义α为移相时间，Ts为开关周期，忽略死区时间的影响，则移相控制的占空比为：

移相控制时，逆变侧的驱动波形示意图如图2所示。

图2 移相控制驱动波形示意图

当CLLC 变换器采用移相控制方式时，开关频率fs与第一谐振频率fr1相等[16]，其主要工作波形如图3 所示。采用移相控制方式下，一个开关周期内可分为10 种工作模态，但由于[t0，t5]工作过程和[t5，t10]类似，因此只分析[t0，t5] 的工作模态，具体分析过程如下：

图3 CLLC变换器移相控制下的驱动波形和电流电压波形示意图

1）工作模态1，[t0，t1]：t0时刻，开关管S3关断。原边电流iLrp给电容C3充电，对C4放电，iLrp=iLm。

2）工作模态2，[t1，t2]：t1时刻，开关管S4导通。C3充电至Vin，C4放电至零，寄生二极管D4导通。

3）工作模态3，[t2，t3]：t2时刻，开关管S1关断。iLrp给电容C1充电，给C2放电。

4）工作模态4，[t3，t4]：t3时刻，整流侧D5和D8导通，谐振腔输出电压被钳位至Vo。

5）工作模态5，[t4，t5]：t4时刻，原边谐振电感Lrp、原边谐振电容Crp和励磁电感Lm一同发生谐振，iLrp=iLm，且近似保持恒定，整流侧D5和D8电流自然降为零，实现零电流关断。

之后t5时刻，开关管S4处于零电压关断状态，后续[t5，t10]时刻的工作机理与[t0，t5]时刻类似，此处不再赘述。

1.3 后级Buck/Boost变换器的运行原理

双向Buck/Boost 变换器可看成由单向Buck 变换器和单向Boost 变换器反并联构成。本设计中，当电路正向运行时，后级Buck/Boost 变换器工作在Buck模式；电路反向运行时，后级Buck/Boost 变换器工作在Boost 模式。

1.3.1 正向运行原理

设计中正向Buck 电路工作在CCM 模式，开关管S9关断，S10导通，开关管S11和S12互补导通。当开关管S10和S11导通，S9和S12关断时，电感储存能量，电感电流上升；当开关管S10和S12导通，S9和S11关断时，电感向负载传输能量，电感电流持续下降。该模式下电路运行波形示意图如图4 所示。

图4 Buck电路波形示意图

1.3.2 反向运行原理

设计中反向Boost 电路也工作在CCM 模式。电路波形与图4 类似。开关管S9关断，S10导通，开关管S11和S12互补导通。当开关管S10和S12导通，S9和S11关断时，电感储存能量，电感电流上升；当开关管S10和S11导通，S9和S12关断时，电感向负载传输能量。

2 驱动电路关键参数设计

该文设计的驱动电路由电平转换电路驱动信号功率放大电路构成。电平转换电路采用TI 公司的SN74LVC2T45 芯片，其主要功能是将主控板3.3 V的信号放大至5 V，而且有一定的抗电磁干扰能力。功率放大电路利用Avago 公司制造的HCPL-J312 型驱动光电耦合器对驱动信号进行放大，同时也起到电气隔离的作用，其最小输出电流为2 A，有利于提高驱动速度。并在电路末端配置反向串联的二极管D1和D2以达到钳位限幅的作用，防止过高的驱动电压损坏驱动电路元件。驱动电路原理图如图5 所示。