一种交错并联同步整流有源钳位正激变换器

徐撼霄，李应浩，杨 钧

(黑龙江科技大学 电气与控制工程学院，哈尔滨 150027)

0 引 言

作为Buck降压电路的隔离形式，正激电路由于具有隔离升降压、输出电压纹波小、拓扑结构简单等优点在小功率场合应用较多[1]。传统的正激变换器拓扑中需要设计复杂的磁复位电路，同时由于隔离变压器和硬开关过程使得变换器的效率难以提升，较大的滤波结构也限制了变换器的功率密度优化。现阶段，对正激等DC/DC变换器的研究热点主要集中在高效率和高功率密度方向。

交错并联结构能够有效扩大正激变换器的容量，输入和输出采用交错并联结构能够使得变压器和输出端的滤波器得到复用[2]，提高正激变换器的功率密度[3-5]。通过建模分析，单端正激交错并联变换器的稳定性也得到相应的验证，电路结构性能优良。

现阶段为了解决正激变换器磁复位问题，双管正激结构、单端磁复位结构、交错级联结构和有源钳位结构等均是研究的主要方向[7-9]。但是由于双管正激电路复杂，单端磁复位效率低下，交错级联难以控制等原因[10]，有源钳位结构因其电路结构简单、易实现软开关过程、效率高等优点，得到广泛的研究[11]。

为了提高正激变换器的效率和功率密度，该文提出了一种新型交错并联同步整流有源钳位正激变换器。两级单管正激结构通过共用变压器实现交错并联，提升了整个变换器的容错率，也进一步减小了滤波器体积。磁复位过程选择有源钳位技术，使得原边开关管能够实现软开关过程；副边利用低内阻的MOS管代替二极管进行整流和续流，实现同步整流过程，整个变换器的效率得到显著提升。样机测试验证了设计的新型交错并联同步整流有源钳位正激变换器有效提高了变换器的效率，实现了高功率密度化。

1 工作状态分析

设计的新型交错并联同步整流有源钳位正激变换器如图1所示，输入和输出为单管正激变换器交错并联结构，共用输入和输出滤波单元。图1中：Vin为输入直流电压；Vo为输出电压；n为变压器变比；C2和C3为输入和输出滤波电容；L1为滤波电感；RL为输出负载电阻；C1和C4为钳位谐振电容；Q1～Q4为原边斩波和钳位开关管；S1～S4为副边整流和续流开关管。

图1 新型交错并联同步整流有源钳位正激变换器Fig.1 Novel interleaved parallel synchronous rectifier active clamp forward converter

假设开关周期为T，有源钳位电路中原边开关管Q1～Q4和副边开关管S1～S4为同类型开关管，且在斩波和有源磁复位过程中Q1～Q4和S1～S4一一对应具有相同的占空比。各开关管的控制过程如图2所示。

图2 开关管控制过程Fig.2 Switch tube control process

假设所有开关管均为理想状态，变压器变比n=1，以电感电流连续为例进行分析，电路经历4种工作模态，如图3所示。

图3 变换器工作模态分析Fig.3 Working mode analysis of converter

模态1(0～t1时间段)：如图3(a)所示，原边斩波开关管Q2和复位开关管Q3导通，副边整流开关管S2和续流开关管S3导通。上路单管正激经过Q2斩波和S2整流向输出传递能量，下路单管正激变换器通过Q3进行有源谐振磁复位和S3进行同步续流，同时下端变压器励磁电感能量与电容C4发生谐振。

模态2(t1～t2时间段)：如图3(b)所示，原边复位开关管Q1和Q3导通，副边续流开关管S1和S3导通，两路单管正激变换器均进行有源谐振磁复位，变换器进入死区时间段。

模态3(t2～t3时间段)：如图3(c)所示，下路单管正激变换器向输出传递能量，上路单管正激变换器进行有源谐振磁复位，原理同模态1。

模态4(t3～t4时间段)：如图3(d)所示，变换器进入死区时间段，工作状态与模态2一致。

2 特性分析

单管正激变换器原边向副边传递能量时，续流开关管S1和S3关断时，承受的电压为

VSDS=nVin，max

(1)

式中：Vin，max为输入电压最大值。

在t1～t2时间段内，Q1导通Q2关断，变压器励磁电流被转移给C1充电，假设变压器原边励磁电感值为Lm，可得

(2)

因此可得Q1和Q3承受的峰值电压为

(3)

在t2～t4时间段内，电容C1和励磁电感Lm之间进行谐振，为了下一周期开始时时刻Q2的零电压开通过程，Q2结电容Coss上的电压需降为零值，根据能量守恒原则，在此时间段内有

(4)

输出电流纹波设为ΔiL，在一个开关周期内，有

(5)

对于两路单管正激交错并联结构，在一个开关周期内输出电流脉动频率增加一倍，因此可得输出滤波电感为

(6)

相对于单管正激变换器而言，交错并联结构的滤波电感体积减小一半。

3 环路补偿设计

根据图1建立正激变换器小信号模型，可得输入到输出的传递函数为

(7)

建立控制到输出的模型为

(8)

求得输出阻抗函数为

(9)

图4 闭环小信号控制流程Fig.4 Closed loop small signal control flow

在载波与调制信号产生占空比调制的过程中，假设模拟控制芯片提供的载波幅值为2.5 V，则可得整个控制系统的单位反馈环路增益为

(10)

为了验证提出的交错并联同步整流正激变换器结构的可靠性，进行样机试验，样机参数见表1。

表1 样机参数Table 1 Prototype parameters

稳定优良的变换器系统需要实现稳定运行的同时还需要一定的抗干扰能力，根据样机参数，绘制设计的变换器控制系统伯德图如图5所示。根据图5可知，设计的变换器控制系统穿越频率约为fc=250 Hz，相角裕度约为φ=35°，为了实现系统的优良抗干扰能力和快速响应性能，需要对系统进行补偿。

图5 变换器控制系统伯德图Fig.5 Bode diagram of converter control system

在模拟控制电路中，在系统的控制环节中设计了Ⅲ型补偿电路，补偿电路如图6所示。

图6 补偿电路Fig.6 Compensation circuit

补偿电路的目的是为了进一步提高控制系统的穿越频率和相角裕度，以提高系统的动态响应速度和抗干扰能力，由图6可得补偿电路传递函数为

(11)

根据式(11)可知补偿电路传递函数存在3个极点和2个零点，通过配置零极点可以达到提高穿越频率和提高相角裕度的目的。现设定目标穿越频率fc=2 kHz，目标相角裕度为φ=55°，由目标穿越频率和相角裕度可得补偿电路中R1=R2=4.7 kΩ，R3=5.1 kΩ ，R4=22 Ω，C1=10 nF，C2=30 pF，C3=3 nF。经过设计的补偿电路补偿后，控制系统伯德图如图7所示，系统穿越频率和相角裕度得到提高，有利于动态性能和抗干扰能力的提升。

图7 补偿后控制系统伯德图Fig.7 Bode diagram of control system after compensation

4 试验验证

根据表1搭建了试验样机进行电路性能验证，进行同步整流的开关管S1和S3选择IRF840型号的MOS管，具有内阻低的特点。

在满载情况下进行测试，斩波开关管Q2和整流开关管S2的漏源极波形如图8所示，两路开关管同时导通时，上路正激变换器原边向副边传递能量；两路开关管同时关断时，上路正激变换器进入磁复位阶段。

图8 Q2和S2电压波形Fig.8 Voltage waveform of Q2 and S2

设计的新型变换器中，两路交错并联的正激变换器输出端共用滤波器，输出滤波电感电压波形如图9所示，开关频率为40 kHz，电感电压的脉动频率相对单管正激变换器减小一半。

图9 电感电压波形Fig.9 Inductance voltage waveform

整个有源钳位电路相当于Buck-Boost电路，在磁复位过程中谐振电容与变压器漏感及励磁电感等发生谐振，在Q2导通斩波时谐振电容电压下降，谐振电容端电压如图10所示。

图10 谐振电容端电压波形Fig.10 Voltage waveform of resonant capacitor terminal

在谐振过程中Q2的结电容也参与放电，在下一开关周期中Q2能够实现零电压开通，满载情况下开关管Q2实现零电压开通的过程如图11所示，当其漏源极电压被结电容放电完毕钳位到零值后，驱动信号才到来使得Q2零电压开通。

图11 Q2实现零电压开通波形Fig.11 Realize zero voltage turn-on waveform of Q2

在轻载情况下，Q2仍能实现零电压开通过程，20%负载情况下Q2实现零电压开通过程如图12所示。但是，漏源极电压降为零值至驱动信号到来，两者的时间变得极短。

图12 20%负载时Q2实现零电压开通过程Fig.12 Zero voltage on process at 20% load of Q2

为了验证设计的补偿环路的有效性，变换器进行空载和满载切换试验，从满载切换到空载和空载切换到满载时输出电压波形如图13所示。在负载切换过程中，输出电压波动小，且能快速渡过暂态达到稳定状态，整个变换器抗干扰能力强。

图13 动态过程输出电压波形Fig.13 Dynamic process output voltage waveform

为了验证设计的新型变换器的效率特性，与传统的交错并联三端磁复位正激变换器和单管有源钳位正激变换器进行效率比较，2种传统变换器结构如图14和图15所示。

图14 交错并联三端磁复位正激变换器Fig.14 Interleaved parallel three terminal magnetic reset forward converter

图15 单管有源钳位正激变换器Fig.15 Single transistor active clamp forward converter

根据表1的试验参数，对3种结构变换器的效率进行测试分析，效率对比如图16所示。由图16可知，设计的新型交错并联同步整流有源钳位正激变换器由于采用了有源钳位和同步整流的结构，效率得到了显著提高。

图16 效率对比图Fig.16 Efficiency comparison chart

5 结 语

为了提高正激变换器的功率密度和效率，设计了一种交错并联同步整流有源钳位正激变换器，交错并联结构在提升容错的同时能够有效减小滤波器体积，有源钳位结构能够实现开关管零电压开通，同步整流能够进一步提升变换器效率。对变换器工作过程和特性进行分析，为了提高变换器的动态响应和抗干扰性能，设计了Ⅲ型补偿电路。通过试验测试，得到以下结论。

1)设计的新型变换器滤波输出端电压脉动小，滤波器体积减小。

2)开关管能够实现零电压开通过程，且在轻载状态下也能实现。

3)变换器动态响应良好，抗干扰能力强。

4)与传统交错并联正激变换器和单管有源钳位变换器相比，新型变换器效率得到了有效提高。