基于SiC器件的隔离双向混合型LLC谐振变换器

朱小全 刘 康 叶开文 蒋黎明 金 科

基于SiC器件的隔离双向混合型LLC谐振变换器

朱小全 刘 康 叶开文 蒋黎明 金 科

（南京航空航天大学自动化学院 南京 211106）

针对传统双有源桥型直流变换器的软开关范围窄、开关频率低等问题，该文提出一种隔离双向混合型LLC谐振变换器，适用于可再生能源分布式发电系统的储能结构中。在不增加使用额外器件的条件下，通过不同调制方案转换，该变换器可以在全桥变换器、双半桥变换器和单半桥变换器三种工作模式下混合运行。在变压器励磁电感协助下，三种不同工作模式无论正向或反向运行，均可实现所有开关管的零电压开通，以减少开关管的开通损耗，实现高效的双向功率转换和宽电压增益调节，提高轻载下的变换器工作效率，且三种工作运行模式可以平滑、稳定地过渡切换。最后搭建一台基于SiC器件的800W样机，实验结果证明了该变换器拓扑及其控制方法的可行性、有效性和稳定性。

LLC谐振变换器 分布式发电系统 双向运行工作 零电压开通 SiC器件

0 引言

随着高耗能产业的迅速发展，为应对能源短缺及环境保护问题，越来越多的研究投入到对可再生能源的开发与利用上来。然而受到自然因素的制约，这些能源的间歇性特征影响到系统的稳定性、可靠性和功率质量。因此储能环节成为可再生能源发电系统的必要环节[1-3]。考虑到成本和性能优势，电池储能系统和超级电容成为最受欢迎的储能部件，从而得到广泛应用。新的储能系统应具备双向功率传输能力，以存储可再生能源产生的多余能量，并在可再生能源不足或消耗高峰时释放能量[4-5]。图1为典型的可再生能源分布式发电系统结构。其中，双向直流变换器是储能系统的关键环节。但由于电池或超级电容器端子电压变化范围较大，因此需要具有宽电压增益范围的双向直流变换器[6-8]。

图1 分布式发电系统结构

由于LLC谐振变换器具有实现变压器一次侧开关管零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）和二次侧开关管零电流关断（Zero Current Switching, ZCS）的特性，因此为了进一步提高变换器的转换效率，LLC谐振变换器广泛应用于储能系统中。一般来说，通过有源开关管取代单向直流变换器中的无源整流二极管可得到双向直流变换器。根据这一原理，已提出了各种各样的隔离双向直流变换器。其中，双有源桥（Dual-Active-Bridge, DAB）型直流变换器因其结构简单、ZVS以及开关管电压应力低而得到广泛关注[8-12]。对于DAB直流变换器，根据变压器一次侧和二次侧开关管的移相角确定导通方向和输出功率。但是DAB直流变换器采用传统移相控制时也存在一定问题，如：轻载状态时，变换器的软开关范围较小，较高的关断损耗和反向功率回流，降低了整体效率。针对这些问题，文献[13]提出了一个双向串联谐振变换器，其电压增益仅和占空比有关，与传输功率的振幅和方向无关，且在辅助电感的帮助下能实现所有开关管的ZVS。文献[14]提出一种基于开关阻抗功率控制的DAB谐振变换器，可以在输出电压和电流大范围变化下实现软开关，并通过控制串联谐振腔中的开关来控制谐振电容以确保谐振腔中电流最小。但是在上述DAB直流变换器中，由于电压型电路拓扑结构会引起较大的电流纹波，文献[15]提出了一种双向电流源型串联谐振变换器，可以实现软开关和低电压应力，如果使用低电压或大电流的蓄电池或超级电容，可减小电流纹波和开关管关断损耗，以增加样机的使用寿命和效率。

在储能系统中，越来越多的变换器拓扑追求高功率、高效率和高功率密度。上述文献所提的变换器中开关器件均采用的是Si-MOSFET器件，工作频率为100kHz。采用传统的Si器件，其最高工作频率通常不超过100kHz，将导致电路系统无源元件体积较大，降低了系统功率密度。而随着宽禁带半导体器件碳化硅（Silicon Carbide, SiC）和氮化镓（Gallium Nitride, GaN）的出现和发展，因其开关速度快、开通损耗小、阻断电压高、开关频率高和耐高温等特性而得到广泛应用[16]。在更高工作频率的情况下，通过减小无源元件体积可以实现更高的系统功率密度。因而，高压低导通电阻的SiC器件更加适合应用在可再生能源分布式发电系统的大功率双向储能系统中。但在高频状态下，SiC MOSFET高开关速度会引起较大的d/d和d/d，以及器件和应用回路中存在的寄生电感和寄生电容等问题，会增大器件的开关损耗和电磁干扰[17]。针对桥式电路中SiC MOSFET高速导通带来的串扰问题，文献[18]提出了一种SiC MOSFET的谐振门级驱动电路，使用三个辅助开关管实现SiC MOSFET谐振门极驱动电路以减少驱动损耗。文献[19]提出了一种改进SiC MOSFET开关性能的有源驱动电路，可以在不同驱动电阻和负载电流条件下有效抑制器件的电流、电压过冲和振荡，但是借助辅助开关的驱动回路实现和使用都较为复杂且成本相对较高。文献[20]针对串扰问题设计了一种高速且具有强串扰抑制能力的驱动回路，利用无源器件制造可调电压代替电压源，结构相对简单、成本低廉。但以上驱动回路所使用元器件数量较多，电路结构相对复杂。

本文提出了一种基于SiC MOSFET的隔离双向混合型LLC谐振变换器。在DAB直流变换器基础上利用SiC器件可实现大范围开关频率的改变，并且在三种不同工作模式下不需要添加额外的开关器件就可以实现双向工作和所有开关管ZVS。针对拓扑结构中的SiC MOSFET，本文设计的驱动回路仅由电阻和电容组成，价格低廉，通过不同的开通电阻和关断电阻来控制开关器件的开通和关断速度。而对于高频状态下，SiC MOSFET高开关速率引起的d/d和d/d较大问题，可以在桥臂之间并联低内阻电容，这样既可以减少损耗也能稳定驱动。此外，双相结构允许输出功率低于额定功率一半时关闭一相以提高轻载效率。由于变换器的三种工作模式在开关频率改变时都能实现较宽输出电压增益范围，因而该变换器拓扑适用于蓄电池和超级电容等直流端子输出电压范围变化较大的分布式发电系统储能结构中。

1 隔离双向混合型LLC谐振变换器

1.1 电路拓扑

隔离双向混合型LLC变换器如图2所示，变压器一次侧由4个MOS管Q1～Q4组成全桥电路，每个桥臂的中点a、b连接谐振电感r和集成励磁电感的高频变压器，谐振电容r连接两个变压器中点和电源负极；变压器二次侧由4个MOS管S1～S4组成整流电路，电容o1和o2组成滤波电容。在这个电路中，两个谐振电感r和变压器的励磁电感m相同。

图2 隔离双向混合型LLC变换器

1.2 工作原理

通过不同的脉宽调制控制策略，所提出的隔离双向混合型LLC谐振变换器能实现三种工作运行模式。每种运行模式下都可以输出不同的电压增益，且电压增益只和开关管的工作频率s有关。由于双向导通工作原理相同，故本文只研究其正向导通工作原理，且二次侧电源0视为负载0电压。

1）工作模式一，全桥工作模式（Full-bridge LLC converter, FLLC）：在该模式下，变压器一次侧开关管Q1、Q4和Q2、Q3以及二次侧开关管S1、S4和S2、S3以50%占空比同时开通和关断，此时变换器的主要工作波形如图3所示。图4给出了全桥工作模式下变换器各工作模态等效电路。由于0～2时段内的工作模态和2～4时段内相同，故本文只给出了0～2时段内的工作原理分析。

图3 全桥运行模式下变换器主要工作波形

图4 全桥工作模式下各模态等效电路

式中，s=1/s，由于变压器电流r在0和2时刻具有对称性，则r(0)=-r(2)，由图3可知，r(1)=-os/(8m)，所以峰值电流r,pk表示为

输出电流平均值o与变压器二次侧整流MOS管间的桥臂电流S,pk关系式为

由于S,pk近似等于r,pk，故归一化电压增益1=o/dc，也可以表示为

其中

由归一化电压增益式（9）可知，电压增益1受开关频率s控制，且随着谐振电感r增大，可以得到输出宽范围电压增益。

2）工作模式二，双半桥工作模式（Dual-phase half-bridge LLC converter, DLLC）：在该模式下，变压器一次侧开关管Q1、Q3和Q2、Q4以及变压器二次侧开关管S1、S3和S2、S4以50%的占空比互补开通和关断。变压器T1、T2的一次侧和二次侧并联，相当于一个双半桥LLC谐振变换器。这里使开关管的工作频率大于谐振频率，以保证变压器一次侧和二次侧所有MOS管均实现ZVS。图5给出了双半桥工作模式下变换器的主要工作波形。图6给出了该运行模式下的两种工作模态下的等效电路。0开始之前，变压器一次侧MOS管Q1和Q3的寄生电容放电至0，因此在0时刻，Q1和Q3可以实现ZVS，此时Q2和Q4关断，二次侧MOS管S2和S4处于导通状态。至1时刻，二次侧MOS管S1和S3同理可实现ZVS。在2时刻，变压器一次侧的开关管Q1和Q3关断。

图5 双半桥运行模式下变换器主要工作波形

图6 双半桥工作模式下变换器等效电路

该状态下的谐振频率为

图7给出了在双半桥运行模式下用基波等效分析（First Harmonic Approximation, FHA）法的等效电路，其中变压器二次电压和整流器电流分别为

利用FHA得出归一化电压增益为

3）工作模式三，单半桥工作模式（Single-phase half-bridge LLC converter, SLLC）：在该工作模式下，变压器一次侧MOS管Q3、Q4和二次侧MOS管S3、S4处于关断状态。变压器一次侧MOS管Q1、Q2和变压器二次侧MOS管S1、S2交替开通和关断，整个电路处于半桥工作状态。变换器对应的主要工作波形如图8所示，各模态对应的等效电路如图9所示。

该运行模式下变换器的谐振频率为

单半桥工作模式下其基波等效分析的等效电路如图10所示，由DLLC工作模式的分析，同理可得出该工作状态下FHA归一化电压增益为

图8 单半桥运行模式下变换器主要工作波形

图9 单半桥工作模式下变换器等效电路

图10 单半桥工作模式下基波等效分析的等效电路

本文所提变换器在三种工作模式下都是对称运行的，反向工作时需要将一次侧与二次侧的驱动互换，一次侧并联两个滤波电容，两个电容中点与两个变压器中点连接。由于反向工作过程与正向工作过程一致，因此本节不再赘述。

1.3 电压增益分析

借助Matlab仿真软件，本文分析了基于SiC MOSFET的隔离双向混合型LLC谐振变换器在三种工作模式下电压增益与开关频率的关系。考虑到变换器双向导通对称性，取变压器电压比=1，励磁电感m=120mH。

图11给出了全桥工作模式下变换器归一化电压增益与开关频率的关系曲线。由图11可知，当取0=31.25W时，归一化电压增益随着开关频率s增加而降低。且全桥运行模式下归一化电压增益与谐振电感r有关，不同的谐振电感取值可得到不同的增益范围。因而谐振电感r的取值既要满足宽增益需求，又要满足工作状态下的调频范围，需要综合考量。

图11 全桥模态下归一化电压增益

图12 双半桥工作模式下归一化电压增益

图13 单半桥工作模式下归一化电压增益

2 控制策略

图14为混合式LLC谐振变换器在不同工作模式下的控制框图。图14a为全桥模式下的控制策略，Q1～Q4为变压器一次侧MOS管，S1～S4为变压器二次侧MOS管，Q1,4与Q2,3互补导通，而S1,4相对于Q1,4移相导通，S1,4与S2,3互补导通。三种工作模式的控制框图相似故不再赘述。在输出电压闭环控制环路中，输出电压0与基准电压ref比较，误差信号经过PI调节器后，得到调节器输出信号用于调节所有开关管的开关频率，最终将变换器输出电压控制于基准电压值处。

图14 控制框图

3 变换器参数设计分析

3.1 谐振参数设计

为保证变压器一次侧和二次侧MOS管Q1～Q4、S1～S4实现ZVS，MOS管的关断电流应高于ZVS，ZVS为在截止时间d期间完全放电时，MOS管的输出电容oss所需的电流。

在全桥工作模式下，输入阻抗包括r和m，变压器电流处于峰值状态时，变压器一次侧MOS管处于关断状态，故在全桥工作模式下开关管的关断电流最高。因此，本文仅分析双半桥工作模式和单半桥工作模式中的ZVS条件。

双半桥工作模式下，当开关管的工作频率s等于谐振频率r时，开关管的关断电流最低。在此状态下，开关管关断电流与变压器励磁电流相等，即

由电荷守恒方程可得ZVS表达式为

在工作模式一（FLLC）时，所提变换器处于降压模式，而由工作模式一（FLLC）切换至工作模式二（DLLC）时，变换器在DLLC运行模式下对应的归一化电压增益2最大为1。为了实现两种工作模式切换过程中变换器的功率相等或变化不大，变换器在两种工作模式下的增益应当接近或相等，在保证工作模式二实现ZVS前提下，取变换器在FLLC运行模式下的归一化电压增益1=0.75，其中=r/m=0.11，进而求得谐振电感r=13.5mH，这样既能保证谐振电感较小利于集成在隔离变压器中，又能满足工作模式一（FLLC）和工作模式二（DLLC）的增益要求，同时也保证了两种工作模式在转换过程中实现平稳过渡。图15给出了双半桥模式下，取不同值时归一化增益与归一化开关频率的关系曲线，由图15可知，归一化增益范围随增加而减少。本实验中取 =0.11，谐振电感r=Lm，谐振电容根据式（10）求得。因此，实验样机理论参数见表1。

图15 R0=100W 时，双半桥模式下归一化增益曲线

表1 理论参数

Tab.1 The theoretical parameters

3.2 变压器设计

为保证双向LLC谐振变换器稳定运行，将优化为0.11，m=120mH，谐振电感为13.5mH，谐振电容82nF。变压器型号为PQ40/40，材料为DMR95，选自东阳磁业集团公司（DMEGC）。考虑到变换器双向工作，高频变压器的一次、二次侧匝数p和s相等都设置为16，即

式中，max为最大磁通密度；e为磁心有效截面积。

式中，为变压器匝数；0=4p×10-7H/m为空气磁导率；e=702mm2。

3.3 器件应力分析

3.3.1 开关管电压电流应力

在本文三种工作模式下，流经变压器一次侧MOS管的电流有效值Q_RMS与谐振电感电流有效值Ir_RMS相等。流经变压器二次侧MOS管的电流有效值S_RMS与输出电流有效值0_RMS相等。

在全桥工作模态下，结合式（3）和式（6），流经变压器一次侧开关管电流有效值Q_RMS1可表示为

在双半桥工作模式下，流经变压器一次侧开关管电流有效值Q_RMS2可表示为

在单半桥工作模式下，流经变压器一次侧开关管电流有效值Q_RMS3可表示为

对于流经变压器二次侧MOS管的电流有效值，三种模式下的S_RMS均可表示为

3.3.2 谐振电容r电压应力

全桥工作模式时谐振电容r不参与电路运行，故本节只讨论双半桥和单半桥模式时谐振电容的电压应力。忽略死区时间，谐振电容r仅在LC谐振阶段有充放电作用。在进入死区时间2～3时，谐振电容两端电压Vr达到最大值。

在双半桥工作模式下，谐振电容r两端的电压的有效值Vr_RMS2均表示为

在单半桥工作模式下，谐振电容r两端的电压的有效值Vr_RMS3均表示为

4 实验结果

为了验证所提出的基于SiC器件的隔离双向混合型LLC谐振变换器可行性，按照图2所示的电路拓扑结构，制作了一台双向运行的800W实验样机。具体实验样机参数见表2。图16给出了该双向混合型LLC谐振变换器样机。

表2 样机参数

Tab.2 Specifications of the prototype

图16 双向混合型LLC谐振变换器样机

图17为全桥模式正向工作时，输入电压为300V、负载电阻=100W情况下变压器一次侧开关管Q1的栅源电压GS、漏源电压DS、谐振电感电流ir以及谐振电容电压Vr的实验波形。由图17可知，开关管Q1可以实现ZVS。由于变压器一次侧开关管Q1～Q4工作状态完全一致，因而一次侧其他开关管Q2、Q3、Q4亦可实现软开关。

图17 全桥模式下Vdc=300V时满载下正向实验波形

图18为全桥模式下变换器反向工作时，变压器二次侧MOS管S1的栅源电压GS、漏源电压DS、谐振电感电流ir以及谐振电容电压Vr的实验波形。从图18可知，开关管S1可以实现ZVS，由于变压器二次侧开关管S1～S4工作状态完全一致，因而变压器二次侧其他开关管可实现软开关。图19～图22分别为双半桥工作模式和单半桥工作模式下变换器正向和反向运行的实验波形。从实验波形可以看出，在三种工作运行模式下，无论正向工作或反向工作，谐振电感电流波形和谐振电容电压波形相似，和仿真结果一致，且在栅源驱动电压GS到来之前，漏源电压DS已经降为0，即可使所有MOS管实现ZVS。

图23为三种运行模式正向工作时相互转换的波形。由图23可以看出，三种工作运行模式下可以自由切换，模式一（FLLC）转至模式三（SLLC），开关频率由100kHz瞬时增加至170kHz，模式三（SLLC）转至模式二（DLLC），开关频率由170kHz再增加至240kHz。通过工作模式切换让开关频率获得较大的变化范围，且因为模式三（SLLC）属于单半桥工作，因此选择模式三过渡时可减少变压器一次侧和二次侧一半数量开关管的使用损耗。图24给出了三种运行模式下正向工作时在不同输出功率下的实验效率。全桥工作模式下效率随输出功率的增加而增加，满载效率为96.16%；双半桥模式下效率曲线有一定起伏且随着输出功率增加，效率曲线逐渐趋于平稳，其最高效率为97.9%；单半桥运行模式下效率曲线稳定，满载时为96.35%。

图18 全桥模式下Vdc=300V时满载下反向实验波形

图19 双半桥模式下Vdc=300V时满载下正向实验波形

图20 双半桥模式时Vdc=300V的满载下反向实验波形

图21 单半桥模式时Vdc=300V的满载下正向实验波形

图22 单半桥模式时Vdc=300V的满载下反向实验波形

图23 工作模式转换的动态过程

图24 不同运行模式下变换器正向工作效率曲线

5 结论

针对DAB变换器软开关范围窄、开关频率低等存在的问题，本文提出了一种适用于可再生能源分布式发电系统的混合式LLC谐振变换器。所提变换器可以在三种不同工作模式下运行且不需要增加额外的开关管，每种工作模式无论正向运行或是反向运行，变压器一次侧和二次侧所有开关管都可以实现ZVS，实现了高效的双向功率转换和宽电压增益调节。本文为所提变换器提供了设计参考，并搭建了一台800W基于SiC MOSFET的实验样机来验证所提拓扑和理论分析的可行性和优越性。

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Isolated Bidirectional Hybrid LLC Converter Based on SiC MOSFET

（College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

The traditional dual active bridge DC-DC converter has the problems of narrow switching range and low switching frequency. Therefore, an isolated bidirectional hybrid LLC resonant converter is proposed for the energy storage structure of renewable energy distributed power generation systems. The converter can operate in three modes of full-bridge LLC converter (FLLC), dual-phase half-bridge LLC converter (DLLC) and single-phase half-bridge LLC converter (SLLC) by different modulation schemes without using additional devices. With the help of the magnetizing inductance of transformer, three different operating modes can realize the zero-voltage switching turn-on for all the MOSFETs on primary and secondary sides, regardless of the forward or backward operation, which can reduce the turn-on loss of switches, achieve high-efficiency bidirectional power conversion and wide voltage gain adjustment, and improve the efficiency of the converter under light load. And these three operating modes can be smoothly and stably transitioned. Finally, an 800W experimental prototype based on Silicon Carbide (SiC) devices is built. The experimental results verify the feasibility, effectiveness and stability of the proposed circuit topology and its control method.

LLC resonant converter, distributed generation system, bidirectional operation, zero-voltage switching, SiC device

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211378

TM46

中央高校基本科研业务费（1003-56XAA21057）和南京航空航天大学科研启动基金（1003-YAH19087）资助项目。

2021-09-03

2021-11-01

朱小全 男，1990年生，讲师，硕士生导师，研究方向新能源功率电子变换技术。E-mail: ijruexq@nuaa.edu.cn（通信作者）

刘 康 男，1998年生，硕士研究生，研究方向为功率电子变换技术。E-mail: liukang@nuaa.edu.cn

（编辑 陈 诚）