级联H桥变换器PWM线性调制区共模注入扩增

2022-08-18李钦召赵学民

电气传动 2022年16期

李钦召，赵学民

（1.郑州电子信息职业技术学院电子工程系，河南郑州 451450；2.郑州航空工业管理学院智能工程学院，河南郑州 450015）

微电网是分布式电源和可再生能源大规模接入电网的整体解决方案[1]。微电网中作为接口装置的三相变换器需提供负序补偿和有源滤波等[2]，对应基于载波的脉宽调制（PWM）所需的调制波将非正弦和不平衡，进而调制波的最大正序分量将减小。

Y型连接的级联H桥（CHB）多电平变换器广泛应用于微电网[3-4]。级联H桥可将共模分量添加到PWM调制波中，而不影响电流。文献[5]中引入了一种等效基频共模注入的中点移相法，以允许故障条件下级联H桥产生平衡的线电压。此方法在文献[6]中得到了扩展，进一步允许在特定故障条件下增加线电压。

基于前述文献研究，本文针对在平衡或不平衡条件下微电网中Y型连接级联H桥变换器，提出了一种调制波共模注入来最大化扩增PWM线性调制区的技术。新型共模注入技术可适用于任何基于载波的PWM，无需利用查找表。同时，扩增PWM线性调制区共模注入技术与容错PWM方案一起使用时，可实现变换器的故障容错运行。

1 系统描述

1.1 级联H桥变换器

图1为并网级联H桥变换器电路图。H桥模块均配置了故障旁路开关，变换器输出采用滤波电感Lf与电网相连。

图1 并网级联H桥变换器Fig.1 Grid-connected cascaded H-bridge converter

在每个H桥模块中，开关SW1和SW2，SW3和SW4以互补形式工作。设第n个H桥模块的直流电压为Udc，则其输出电压un可定义为

式中：sw1，sw3为开关状态，取值“1”和“0”分别代表上管导通和下管导通。

变换器可基于移相脉宽调制（phase-shifted pulse width modulation，PSPWM）和移电平脉宽调制（level-shifted pulse width modulation，LSPWM）进行共模注入。

对于基于载波的PWM方案，调制波代表了所需的输出相电压ua，但实际ua还取决于其他因素，如载波频率等。为了确保PWM施加于级联H桥时处于线性调制区，每相所有H桥模块直流电压之和Udcx（x∈{a，b，c}）必须不小于PWM调制波峰值。

级联H桥变换器的模块化设计可实现故障容错运行[7]。图1中旁路开关可用于故障H桥模块隔离，但故障相的最大输出电压将减小。为避免不平衡，可以将非故障相的H桥单元也旁路相同数量，但这样会减小级联H桥的线性调制区，从而降低了级联H桥的线电压峰值。

1.2 变换器输出功率区分析

当变换器无需实现辅助功能时，变换器的输出功率区在PQ平面中为一个以输出原点为中心的圆，如图2所示。

图2 并网级联H桥变换器的输出功率区分析Fig.2 Output power region analysis of grid-connected cascaded H-bridge converter

然而，变换器需实现辅助功能时，为确保PWM线性调制，输出功率区与相移δ有关，图2中绘制了当PWM调制波必须包含固定负序分量以提供负序补偿时的变换器输出功率区。负序分量增加对应正序分量减少，因为Udcx需大于PWM调制波峰值。因此，提供负序补偿后变换器的输出功率区将缩小，且不再为圆形，见图2。

2 共模注入技术

2.1 共模分量生成和注入

图3 基于共模注入的PWM调制波修正Fig.3 Adjusted PWM references based on common mode injection

考虑到所设计的共模注入扩增技术只是作为PWM和闭环控制器的中间环节，可适用于任何基于载波的PWM和闭环控制器。进一步，如果使用了容错PWM方案并适当调整Udcx，则所提出的共模注入技术有助于实现变换器的故障容错运行。

2.2 对变换器功率输出区的影响分析

为确保三相平衡，使用所设计的共模注入技术时，系统可达到的最大线电压峰值ULLmax等于较小两相总直流电压之和，即

式（7）表明，诸如[3，3，3]，[3，3，2]，[3，2，2]和[2，2，2]配置，ULLmax分别为 6Udc，5Udc，4Udc和 4Udc，并可依此类推。采用所提出的共模注入技术可获得这些线电压最大峰值，因为在|ux（t）-uy（t）|≤Udcx+Udcy条件下进行u0（t）注入，即可扩增线性调制区。此外，即使存在一相所有H桥模块均被旁路，也可获得平衡的线电压，例如对于[3，3，0]配置，ULLmax=3Udc。对于不同配置，由于可获得的最大线电压等于较小两相总直流电压之和，故所提出的方法会最大化线性调制区。

当并网级联H桥的PWM调制波必须包含负序分量时，变换器可以提供的最大线电压取决于相移δ。换言之，ULLmax和|UI|的范围取决于δ，此时变换器的输出功率区不再为圆形区域。图4示出了在各种配置下变换器输出功率区，不失一般性，设负序分量的相角相对于电网正序分量为0。

图4 不同配置下变换器的输出功率区分析Fig.4 Output power region analysis of converter with different configurations

图4a为无故障[3，3，3]配置下绘制的变换功率输出区，采用共模电压注入前后的区域均具有2π/3的旋转对称性，且共模注入后，对所有δ，ULLmax均增加。随着H桥模块故障的发生以及被旁路，如图4b～图4d所示，若PWM调制波包含负序分量，则尽管负序分量的角度改变时，级联H桥在PQ平面上的输出功率区仍围绕着变换器的输出原点旋转，但其已失去旋转对称性。同时，在H桥模块故障条件下使用共模注入技术，对所有δ，ULLmax仍增加。在某些情况下，如图4c所示，共模注入可使级联H桥仅能以单位功率因数提供有功功率。但图4d中，无论是否使用共模注入，级联H桥都无法以单位功率因数提供有功功率。故当使用所提出的PWM共模注入技术时，级联H桥的容错性更好，因为变换器可在更大范围故障下保持并网运行。

2.3 级联H变换器的控制器框图

图5 控制系统框图Fig.5 Block diagram ofthecontrol system

3 实验验证

为验证所设计的级联H桥变换器PWM线性调制区最大化的共模注入技术，搭建了测试平台后开展了实验验证。实验系统主要参数如下：级联H桥额定输出线电压ULL=208 V；级联H桥输出额定频率fn=50 Hz；H桥子模块直流电压Udcn=65 V；每相H桥模块数量m=3；级联H桥PWM开关频率fsw=4.2 kHz；滤波电感Lf=1.5 mH；网侧电感Lg=1 mH；滤波电容Cf=15 μF；滤波阻尼电阻Rf=3.3 Ω；负载功率PL=2 kW。，变换器经由含阻尼电阻Rf的LCL滤波器并网，同时配置额定功率为2 kW的不平衡负载，负载为Y型连接，分别为Ra=24 Ω，Rb=24 Ω和Rc=31 Ω。实验数据采用示波器（64Xi-A）以采样频率100 kHz进行采集，电压和电流分别采用ADP300电压差分探头和CP030电流探头进行测量。图5中PI参数设置为kp+=0.01，ki+=0.05，kp-=0.15和ki-=0.5，控制器采样周期Ts=167 ns，参数配置依据为：确保控制器在输入电压范围内变换器均能稳定运行，而非最优化控制器瞬态性能，测试中级联H桥以单位功率因数0.5 kW运行。

不提供负序补偿时的电网电流波形如图6a所示。然后将级联H桥每相总直流电压Udcx从195 V降低至160 V，采用和未采用共模注入时的电网电流波形分别如图6b和图6c所示。图中所示，提供负序补偿后，共模注入后的电网电流将保持更好的正弦度，谐波含量更低。

图6 并网电流实验波廝Fig.6 Experimental waveforms of the grid current

进一步，将Udcx从195 V以5 V的步长逐步降低至最低值150 V，则不同Udcx下，采用和未采用共模注入时的电网电流THD如图7所示。对比测试结果表明，若使用所提出的共模注入技术，则可以在较低的Udcx下保持较小的THD。值得注意的是，变换器产生的有功和无功功率取决于|UI|，而|UI|又取决于调制比和可利用的Udcx。由于Udcx较低，则需要较高的调制比才能产生相同的|UI|，故图7中THD增加时Udcx的下限对应于调制比的上限，即线性调制区的边界。图7中的结果证明了所设计的共模注入技术扩增了PWM线性调制区。