移相全桥ZVS 直流变换器研究综述

许章茁，潘 健

（湖北工业大学太阳能高效利用及储能运行控制湖北省重点实验室，武汉 430068）

全桥零电压开通ZVS（zero voltage switching）直流变换器在中高功率变换场合中应用十分广泛，其最大特点是利用变压器漏感和开关寄生电容之间的谐振实现功率开关的零电压开通。但是传统的移相全桥ZVS 直流变换器存在一些显著缺陷，如滞后桥臂软开关范围有限、存在环流损耗、副边存在占空比丢失以及整流桥存在严重的寄生振荡等问题。

针对移相全桥ZVS 直流变换器存在的上述问题，研究者提出了多种解决方案，但这些方案都是通过不同媒介对相关问题进行抑制和缓解，尚未提及问题的本质及其产生机理，也鲜有对变换器的综合性能进行分析评估。本文对移相全桥ZVS 直流变换器的研究成果进行整理分析，并提出新的思路。首先，本文对移相全桥ZVS 直流变换器存在的问题进行阐述，深入解析问题的产生机理以及各问题之间的相关性；其次，在归纳分类的基础上对各类解决方案进行详细分析与对比；最后，结合部分方案的优势提出了基于互补占空比的改进方案，通过仿真验证了其可行性。

1 相关问题分析

1.1 滞后桥臂实现ZVS 范围受限

移相全桥ZVS 直流变换器电路结构及关键波形如图1 所示。

图1 移相全桥ZVS 直流变换器电路结构及关键波形Fig.1 Circuit structure and key waveforms of phaseshifted full-bridge ZVS DC-DC converter

移相全桥变换器滞后桥臂实现ZVS 受负载条件和谐振电感的制约。滞后桥臂开关过程中，原边电压和原边电流方向相反，副边整流二极管同时导通，使得变压器副边短路。整个变换器割裂为两个独立的部分，其中一部分是原边电流逐渐改变流通方向，其流通路径由逆变桥提供；另一部分是滤波电感电流续流，其流通路径由整流桥提供。由于切断了滤波电感能量折算至原边的通路，此时用来实现ZVS 的能量仅是谐振电感中的能量。滞后桥臂ZVS 的实现条件应满足

式中：Lr为谐振电感；Clag为滞后桥臂的寄生电容（C2=C4=Clag）；CTR为变压器原边绕组寄生电容；I2为换向阶段前的原边电流。

当变换器处于轻载条件下或谐振电感较小时，谐振电感不足以提供开关管寄生电容充放电所需能量，滞后桥臂将失去ZVS，变换器损耗增大，开关寄生电容放电的高du/dt 导致电磁干扰更严重，体二极管的反向恢复电流导致其可靠性降低。

1.2 存在环流损耗

在超前桥臂的体二极管导通后与滞后桥臂关断前的这段时间内，由于二极管的箝位作用，原边电压保持为0，而原边存在一定的循环电流，流经开关管从而造成环流损耗，如图1 中的时段[t1-t2]、[t7-t8]阴影处所示。两处时段等效，其中[t1-t2]的环流损耗大小为

式中：VT为开关管导通压降；VD为体二极管导通压降；ip、Ip为原边电流及其最大值；Δt 为环流阶段的持续时间，忽略开关管寄生电容充放电时间，则Δt=DδTs/2，Dδ为移相占空比；Ts为开关周期；fs为开关频率。

在高频率大电流应用条件下，环流损耗问题尤为突出，其在总损耗中的占比甚至高于开关损耗，这也是变换器较适用于降压型电路的缘由。环流损耗导致变换器效率降低，甚至会影响储能元件的寿命。

1.3 占空比丢失

由于移相全桥变换器的工作特性，在滞后桥臂开关关断后，存在原边电流由正向（或负向）变化到负向（或正向）电流的换向阶段。在换向阶段，原边电流不足以提供负载电流，原边存在电压方波而副边短路，导致部分输出电压方波丢失，继而出现占空比丢失问题。如图1 中的时段[t2-t5]、[t8-t11]阴影处所示。丢失占空比的大小为

式中，K 为变压器原副边匝比。

谐振电感或负载越大，原边电流的换向阶段越长，从而导致愈发严重的占空比丢失问题。若减小谐振电感或负载以减小占空比丢失又与变换器滞后桥臂实现ZVS 相矛盾，占空比丢失使得副边有效值占空比减小，为了得到所要求的输出电压，必须减小变压器匝比K，但又会导致通态损耗加大以及副边整流二极管电压应力增大等问题。

1.4 整流桥寄生振荡

滞后桥臂的换向阶段完成后，电源开始给负载供电。由于激励源输入电压Vin的存在，原边电流继续反向增大，副边整流电压从零开始上升，产生电压振荡。在整流二极管寄生电容的充放电过程中，由于激励源的存在，电容会先充电至可达到的最大值，从而表征为寄生振荡。如图1 中的时段[0-t0]、[t5-t6]、[t11-t12]虚线方框所示。寄生电容振荡电压为

式中：ωr=，C′DR为整流二极管寄生电容折算至原边的等效值；t5为换向阶段完成时刻。

寄生振荡增大了整流二极管的电压应力，影响器件的寿命，同时会产生严重的电磁干扰。

2 解决方案评估

2.1 软开关范围受限解决方案

传统移相全桥ZVS 直流变换器滞后桥臂开关过程中，仅由谐振电感的储能提供ZVS 条件，导致轻载时ZVS 的丢失。解决这一问题的主要思路是利用辅助储能元件或施加辅助电路在滞后桥臂开关过程中提供辅助能量。目前已有的解决方案主要有串联辅助电流源、并联无源辅助电流源、并联有源辅助电流源、幅值自适应辅助电流源、复合电路和双半桥方案。文献[1-3]采用串联辅助电流源方案，将较大的外部谐振电感与变压器串联，或者将线性电感替换为可饱和电感，在一定程度上优化了变换器实现ZVS 的条件，但由于在功率回路中串入辅助元件会带来额外的损耗，从而限制了效率的提升。其中串联饱和电感方案将在副边占空比丢失解决方案中详述。文献[5-7]提出双变压器方案，其中文献[5]在额定功率Po=100 W、输入电压Vin=36～60 V、输出电压Vo=5 V 的车载通信电源实验平台上测得在5%负载条件时仍能实现ZVS，且在额定条件下效率为90.1%，最大效率超过94%；文献[6]在前者的基础上通过引入升压电容减小了环流损耗，整体效率提升了约1%，但该方案需引入额外的变压器，不适于大功率应用。文献[8-9]利用变压器励磁电感或变压器集成外部谐振电感辅助软开关的实现，通过物理集成工艺减小变压器磁芯损耗，相较于传统方案效率提升了0.5%。文献[10-12]在变压器两端并联辅助电路，本质上与利用变压器的励磁电感一致，然而辅助电感电流幅值与原边占空比正相关，以导通损耗为代价拓宽软开关范围，降低了变换器效率，其中文献[10]在Po=350 W、Vin=160～270 V、Vo=35 V 的实验环境下，测得在空载时仍能实现ZVS，但整机最大效率仅为88%；文献[12]虽将最大效率提升至96%，但其仅在20%负载条件下实现ZVS。

文献[13-14]通过滞后桥臂并联LC 辅助电流源，在滞后桥臂开关过程中谐振电流和辅助电感电流同时对开关管寄生电容进行充放电，实现了滞后桥臂的宽范围ZVS，其拓扑如图2（a）所示。文献[15]在电流增强原理的基础上提出辅助电流源方案，当滞后桥臂上的开关管换流时，辅助电感电流以最大电流流进或流出滞后桥臂中点，联合谐振电流实现滞后桥臂的ZVS。辅助电路要求提供足够的电流使主开关寄生电容器放电而实现ZVS。然而，辅助电流流过开关将导致额外的导通损耗。文献[16-17]提出无源非对称电路方案，由于两条辅助支路的工作状态存在差异，通过设置辅助电感电流高于谐振电流以减小导通损耗，表征为辅助电路的非对称性，在保证宽负载范围软开关的同时最大限度地减小了导通损耗，其拓扑如图2（b）所示，其中文献[16]在Po=500 W、Vin=300～400 V、Vo=55 V 的实验环境下，测得在10%负载条件时仍能实现ZVS，且在50%～100%的负载范围内，效率几乎恒大于97%，但该方案的辅助电流源幅值不可控，只与输入电压和谐振元件参数有关，仅适用于负载变化范围较小的应用。

图2 无源辅助电流源方案Fig.2 Scheme of passive auxiliary current source

由于辅助电流源以轻载时实现ZVS 为目标进行设计，辅助电流源幅值不可控，使得重载时辅助电流源提供的能量过剩，导致开关管导通损耗增大从而限制重载时变换器的转换效率。为解决这类问题，文献[18-20]引入有源器件对辅助电路能量加以控制。文献[18]通过辅助开关将LC 谐振电路施加至滞后桥臂，根据负载大小控制辅助开关占空比，利用辅助电感能量拓宽滞后桥臂的ZVS 范围，其拓扑如图3（a）所示，在Po=1.8 kW、Vin=380 V、Vo=48 V的实验环境下，测得所提方案在33%负载条件时仍能实现ZVS，而传统方案仅在60%负载条件时失去ZVS，虽在重载范围内效率略低于传统方案，但轻载范围内的效率明显高于传统方案。考虑到辅助电路自身的开关损耗，文献[19]提出了改进的辅助电流源方案，在保证滞后桥臂ZVS 的同时实现了辅助开关的ZVS 和零电流开通ZCS（zero current switching）。文献[20]利用耦合绕组与谐振元件组成辅助电流源，通过有效选通辅助开关，实现主开关的ZVS以及辅助开关的ZCS，其拓扑如图3（b）所示，在Po=350 W、Vin=48 V、Vo=400 V 的实验环境下，测得所提方案在20%负载以上均能实现ZVS，且由软开关导致的主开关损耗远小于辅助电路引起的额外损耗，整机在宽负载范围内的效率不断提高，最大提高了4%。文献[21]利用非对称脉冲宽度调制APWM（asymmetrical pulse width modulation）策略取代移相调制PSM（phase-shifted modulation）策略，在Po=1.2 kW、Vin=300 V、Vo=209～350 V 的电池充电实验平台上，测得CC 充电模式下APWM 能保证软开关的实现，具有更高的效率；但在CV 充电模式下，由于辅助电路的损耗，使用APWM 的效率要略低于PSM。

图3 有源辅助电流源方案Fig.3 Scheme of active auxiliary current source

上述方案中，有源辅助电路中有源器件的占空比是根据负载大小进行提前设定的，本质上并没有实现辅助电路能量的实时可控，因而仅适用于负载变化范围较小或对负载变化反应较迟缓的应用。文献[22-23]通过变换电路结构，使得辅助电感上能获得与原边电压互补的交流电压，辅助电流源幅值能保持与负载电流的变化趋势相反的特性，从而最大限度地拓展ZVS 范围并降低辅助电路对变换器效率的影响。文献[24-25]提出了一种具体通用的实现电压互补策略的移相全桥电路方案，如图4 所示，其中两个变压器TX和TY各自的次级输出连接到两个输出电路X 和Y。输出X 和Y 的输出功率变化相反，从而使得辅助电流源幅值可以按照负载大小进行自适应调整，文献[26-27]基于此概念提出了新型的拓扑，其中文献[27]利用辅助变压器提供辅助开关的控制信号，其拓扑如图5（a）所示，在Po=1 kW、Vin=300～400 V、Vo=54 V 的实验环境下，测得空载时仍能实现ZVS，且在整个负载范围内效率几乎恒高于传统方案。文献[28]提出将主变压器分成两个半额变压器从而获取互补电压，使得ZVS操作和导通损耗之间的折衷得以解决，并且在不显著增加导通损耗的情况下实现了全范围的ZVS，并在Po=500 W 的实现环境下验证了自适应辅助电流源较固定辅助电流源更具有优势。文献[29]通过增设三绕组耦合电感器使得励磁电感能量能自适应变化，且由于原边功率可以始终传输到输出侧，环流损耗大大降低，其拓扑如图5（b）所示。由于辅助能量能按照所期望的趋势自适应变化，此类方案可在保证软开关的前提下实现较高的转换效率，适用于宽负载范围的应用。

图4 电流源幅值自适应的辅助电路通用方案[25]Fig.4 General scheme of auxiliary circuit with adaptive currentsource[25]

图5 辅助电流自适应的辅助电路Fig.5 Auxiliary circuits withadaptiveauxiliary current

文献[31]等提出采用共用滞后桥臂构建复合电路的方案，有效解决了传统移相全桥ZVS 变换器滞后桥臂软开关范围受限的问题。利用半桥电路较容易设计谐振参数而实现ZVS 的特性，文献[31-39]通过复合全桥-半桥电路，解决了滞后桥臂实现ZVS 困难的问题，还考虑了变压器输出端连接形式，包括多级输出[32-33]、并联输出[34-35]、串联输出[36]。文献[40-43]通过复合全桥-全桥电路，具有同样的优势，这类方案使得原边功率能始终传递至负载，从而减小了输出纹波，优化了滤波设计。文献[37-38，43]提出的复合电路方案将在环流损耗解决方案中详述。

文献[44-46]通过将全桥变换器组合成对称的双半桥变换器，对两个半桥采用移相控制以控制输出电压，利用两个谐振电感并结合励磁电感实现变换器的全范围软开关。其中，文献[45]在文献[44]的基础上，将全桥整流器替换成中心抽头整流器，前者适用于高压应用，后者更适用于低压应用。文献[46]在副边采用能量回收电路ERC（energy recovery circuit），消除了环流损耗和寄生振荡，其拓扑如图6 所示，在80 in PDP 维持电源模块实验平台上进行测试，结果表明在全负载范围内均能实现ZVS，且最高效率可达到96.28%。由于电路工作消除了环流损耗，该方案更适用于高功率大电流的应用。文献[47]详细分析了双半桥变换器的拓扑结构与控制策略，并总结了其最佳的适用范围。

图6 一种带有能量回收电路的双半桥电路[46]Fig.6 Dual half-bridgecircuit with ERC[46]

2.2 环流损耗解决方案

由于传统移相全桥ZVS 直流变换器存在环流阶段，原边电压保持为0，无法向副边传输能量，而原边回路维持一定的循环电流从而造成环流损耗。解决这一问题的主要思路是在环流阶段内，迫使原边电流快速降低为0；或者提供能量传输通径，保持原边能量始终能传输至副边。解决方案主要有ZVZCS、循环电流复位、复合电路、副边移相调制等[48-69]。

文献[48-55]采用全桥ZVZCS 变换器方案。为实现滞后桥臂的ZCS，必须确保在滞后桥臂开关关断前开关电流降为0 并不再增加，这要求环流阶段内原边电流迅速降低为0，从而大大减小了环流损耗。

文献[56-58]参照ZVZCS 工作原理提出循环电流复位方案，通过引入复位辅助电路，在变换器处于环流阶段时，阻隔副边电流反射至原边的通径，从而消除环流损耗。文献[56]通过不控整流桥施加反向电压实现循环电流的复位。实际上，在环流阶段内，迫使原边电流的幅值迅速下降虽有利于减小环流损耗，但在之后的滞后桥臂开关阶段内，由于较小的原边电流可能使得谐振电感中的储能不足以提供ZVS 条件。文献[57]借鉴ZVZCS 的电路结构，利用2# 能量回收缓冲电路[51]实现循环电流的复位，利用辅助电路保证了滞后桥臂的ZVS，其拓扑如图7（a）所示，在Po=500 W、Vin=380 V、Vo=48 V的实验环境下测试，结果显示，由于环流损耗的提高，在达到60%负载条件之后，传统方案的效率呈下降趋势，而该方案可以减小环流损耗，效率始终呈上升趋势，达到80%负载条件后保持不变。文献[58]采用全桥-半桥复合电路结构，利用变压器第三绕组[49]实现循环电流的复位，复合半桥电路保证了滞后桥臂的ZVS，其拓扑如图7（b）所示。综上所述，减小循环电流与拓宽滞后桥臂的ZVS 范围存在矛盾。文献[37-38，43]所提出的关于解决软开关范围受限的复合电路方案可以有效解决这一矛盾。

图7 循环电流复位电路方案Fig.7 Scheme of circulating current reset circuit

文献[37-38]所提出的复合电路方案共用滞后桥臂构建LLC 半桥电路。其中，文献[37]的工作原理实际上是在进入环流阶段时，以引入的升压电容复位原边电流，从而消除了环流损耗，在滞后桥臂开关开通阶段时，构建的半桥电路提供开关寄生电容充放电能量，从而实现了滞后桥臂的ZVS，其拓扑如图8（a）所示。文献[38]在前者的基础上进行了一定的改进，增设了能量回收电路，在进入环流阶段时，以副边反射的反向电压复位原边电流，并以LLC 谐振频率为开关频率，从而保证实现滞后桥臂全范围的ZVS，并最大限度地减小半桥电路中的环流损耗，该方案在Po=3.3 kW、Vin=400 V、Vo=250～420 V 的车载电池充电器实验平台上以CC-CV 充电算法进行测试，结果显示在整个负载范围内均能实现ZVS，且在整个CC-CV 充电过程中均能实现高效率，最大效率达到了98.09%。文献[43]提出的复合电路方案是共用滞后桥臂构建全桥电路，其原理是利用原全桥间固定占空比（50%）调制策略消除原全桥的环流阶段，并利用新全桥间的相移控制输出，其拓扑如图8（b）所示，该方案针对射频发电机应用建立了Po=3 kW、Vin=280 V、Vo=40～200 V 的实验模型，结果显示在双全桥工作模式下能有效实现ZVS，且由于环流损耗以及副边整流器的导通损耗较低，在整个负载范围内具有更高的效率。

图8 构建复合电路方案Fig.8 Scheme of building composite circuit

共用滞后桥臂构建复合电路的方案既能较好地实现ZVS，又能大大减小环流损耗，并能在一定程度上优化滤波设计，是解决关于全桥变换器存在的相关问题较为理想的方法，目前广泛应用于充电电池相关应用。

文献[59-66]提出副边移相SPS（secondary-side phase-shifting）调制方案，原边开关以固定占空比进行通断控制，通过副边引入的有源开关对输出电压进行调整，由于消除了原边的移相环节，不会产生环流损耗。文献[59-60]提出带有中心抽头变压器的拓扑结构，该电路实现了原边开关的ZVS 和副边开关的ZCS，但不适用于宽输入电压范围的应用，且在短路控制上存在困难。文献[61-62]提出单变压器OT（one transformer）拓扑结构，其中文献[61]实现了有源开关的ZVS 和整流二极管的ZCS，在Po=2.5 kW、Vin=100 V、Vo=70～110 V，开关频率f=100 kHz 的高频实验环境下，测得在任何负载条件下均能实现软开关，且在整个负载范围内效率恒高于传统方案，由于副边存在一定的环流损耗，在重载条件下效率提升不够明显。文献[62]减少了副边引入的开关数量、消除了副边的环流损耗，具有更高的效率。在单变压器拓扑结构的基础上，文献[63]提出两变压器TT（two transformers）拓扑结构，由于原边绕组串联和输出整流器并联的结构，进一步减小了副边存在的环流损耗，且原边功率始终能传输至副边，从而减小了输出电流纹波，该电路具有多种工作模式，适用于宽输出电压应用，该方案在Po=1 kW、Vin=400 V、Vo=60～87 V、f=100 kHz 的高频实验环境下，测得在任何负载条件下原副边开关均能实现ZVS，且在额定条件的TT-FB 效率几乎恒高于。将副边移相调制以通用方案的形式进行归纳，如图9 所示，其中副边引入的有源开关以文献[64]中提出有源升压整流ABR（active boos rectifier）的概念进行表示，图中以Sb表示，并由此引出一系列基于SPS 调制的新型拓扑结构。此类方案能有效消除原边的环流损耗，并能保证辅助开关的部分软开关特性，适用于高频率大电流的应用。

图9 副边移相调制的通用方案Fig.9 General scheme of SPS modulation

文献[65-66]通过采用SPS 调制方案有效解决了原边环流损耗问题，结合非耗散缓冲电路有效解决了整流桥寄生振荡问题，并利用励磁电感保证实现ZVS 的条件，箝位电容维持完整的副边占空比，其拓扑如图10 所示。前者实现了原边开关的ZVS 和ZCS，但引入的副边有源开关工作在硬开关的状态，后者在前者的基础上通过耦合电感实现了引入的有源开关的ZVS。其中文献[65]在Po=3 kW、Vin=200 V、Vo=400 V，原边开关频率fp=50 kHz，副边开关频率fs=100 kHz 的高频实验环境下对多个方案进行对比，实验结果显示在整流二极管的电压应力、轻载效率和最大效率方面表现出色。文献[66]实现了引入有源开关的ZVS，重载效率进一步提升。基于原边移相PPS（primary-side phase-shifting）调制与SPS 调制的双模态调制的全桥ZVS 直流变换器将是未来的研究热点之一。

图10 结合SPS 和非耗散缓冲器的新型全桥电路[65]Fig.10 Novelfull-bridge circuit combining SPS and non-dissipative snubber[65]

2.3 占空比丢失解决方案

由于传统移相全桥ZVS 直流变换器原边电流存在换向阶段，受谐振电感的影响，原边电流不足以提供负载电流，原边存在电压方波而副边短路，导致部分输出电压方波的丢失，继而出现占空比丢失问题。解决这一问题的主要思路是减小谐振电感以缩短换向阶段，或施加箝位电路以保持副边整流侧的电压[67]。

串联饱和电感方案[1-4]利用饱和电感Ls取代线性谐振电感Lr与变压器串联，利用饱和电感的工作特性（此处仅讨论Q4关断后的换向阶段），在进入换向阶段时，饱和电感脱离饱和状态并过渡至线性状态，原边电流由正向负载反射电流立即降为临界饱和电流Ic并逐渐减小，饱和电感脱离线性状态并过渡至饱和状态，原边电流由Ic立即降为反向负载反射电流，缩短了换向阶段从而降低了副边占空比丢失问题，其拓扑如图11 所示，但饱和电感需要达到一定幅值的饱和电流才能过渡至饱和状态，这在一定程度上限制了滞后桥臂实现全范围的ZVS，需要折衷考虑ZVS 范围和占空比丢失。饱和电感的引入使得变压器漏感可尽量减小，从而减小了整流桥寄生振荡。文献[1]中串联在原边的饱和电感工作于双象限，热损耗问题较严重。文献[2]将饱和电感移到副边，饱和电感工作于第一象限，有效解决了热问题。

图11 串联饱和电感方案[1]Fig.11 Scheme of series saturation inductor[1]

占空比丢失是移相调制的特有现象，在一定程度上导致电压增益的损失，限制了在宽电压范围场合的应用。前文中针对环流损耗的解决方案设想在环流阶段内，迫使原边电流快速降低直至为零，而针对占空比丢失问题的解决方案则希望在环流阶段结束后，原边电流迅速下降并反向增长至负载反射电流。两者关于原边电流的调控期望一致，因此上述针对环流损耗问题的解决方案绝大部分也适用于副边占空比丢失问题。

2.4 整流桥寄生振荡解决方案

滞后桥臂的换向阶段完成后，电源开始给负载供电。原边电流继续反向增大，谐振电感与整流二极管寄生电容谐振，导致整流二极管上的电压和原边电流振荡。解决这一问题的主要思路是施加缓冲电路和箝位电路以缓解和抑制电压振荡；或基于超前桥臂换流的机理，对滞后桥臂的换向阶段进行干预。相应解决方案[68-85]主要有增设缓冲电路、副边有源箝位、原边二极管箝位、倍流整流以及箝位二极管电流相关复位等。

文献[68-69]提出增设缓冲电路的方案。通过增设RC 缓冲电路或RCD 缓冲电路可以很好地吸收整流侧的尖峰电压，但引入的电阻元件会导致额外的损耗，从而降低了变换器效率，其拓扑如图12（a）所示，实验结果表明缓冲电路中的损耗约占总损耗的18.2%。为了消除缓冲电路的损耗，文献[70]提出增设源箝位电路的方案，使得吸收电容中的能量回馈至负载，但有源器件的引入增大了电路复杂度，降低了系统可靠性，其拓扑如图12（b）所示。

图12 副边箝位缓冲方案Fig.12 Scheme of clamping snubber onsecondary side

基于能量回收电路，文献[71-72]提出既不使用有损组件也不使用有源开关的能量回收箝位方案以克服上述电路的缺陷。其中文献[71]引入的有源开关实际上以原边开关控制信号的逻辑组合进行通断控制，不需要增设额外的控制电路，实验结果表明此类方案的钳位电压恒定，且不会影响变换器效率。

Redl 等提出二极管箝位电路的方案，其拓扑如图13 所示，在原边侧引入箝位二极管电路[73-74]，整流二极管上的最大电压被箝位在2Vin/K，是不加箝位二极管的一半。负载较轻时，箝位二极管会持续导通很长一段时间（近半个周期），造成较大的导通损耗，而且箝位二极管可能被硬关断，引起严重的反向恢复损耗。因此有必要在整个负载范围内使箝位二极管电流快速复位。

图13 原边二极管箝位方案[73]Fig.13 Scheme of clamping by diode on primary side[73]

针对这一缺陷，文献[75-77]提出了倍流整流CDR（current doubler rectifier）方案。由于轻载时，倍流整流电路与全波整流或全桥整流电路的工作状态存在显著不同，利用其电路特性使得箝位二极管自然关断，消除了反向恢复损耗，提高了箝位二极管的可靠性。但倍流整流方案的电压增益是传统整流方案的一半，不适用于高压应用。文献[78-80]通过引入复位电压源，使箝位二极管电流在导通时迅速衰减以减小导通损耗并使箝位二极管自然关断以消除反向恢复问题。文献[78]提出辅助绕组复位方案，辅助绕组的电压极性根据谐振电感电流极性相应改变，以此复位箝位二极管电流，在Po=1 kW、Vin=270（±10%）V、Vo=180 V 的实验环境下测试，结果显示相比于没有复位绕组的方案，由于箝位二极管与超前开关的导通损耗减小，该方案具有更高的效率，但当轻载时辅助绕组占空比太小时，不足以提供足够的复位时间。文献[79]提出电流互感器复位方案，电流互感器原边绕组可以感知谐振电感电流极性，并通过电流互感器副边输出获得复位电压，以此复位箝位二极管电流，但当电流互感器副边的输出电压较低时，则可能导致箝位二极管无法有效复位。文献[80]将电流互感器副边整流输出接入输入电压可以保证提供足够的复位电压，其拓扑如图14 所示，在Po=1 kW、Vin=270（±10%）V、Vo=54 V的实验环境下测试，结果显示相比于带有辅助绕组复位方案，由于不需要有损耗的设备和组件，该方案具有更高的效率。

图14 电流互感器复位方案[80]Fig.14 Scheme of resetting by current transformer80]

以上方案均缓解了全桥ZVS 直流变换器整流桥寄生振荡问题及反向恢复问题，但涉及到的其他缺陷并未得到合理解决。文献[81-83]通过参考超前桥臂的工作特性对滞后桥臂的工作进行干预，在不带来额外损耗的前提下有效抑制了寄生振荡问题，且实现了较宽的ZVS 范围并减小了占空比丢失和环流损耗。该方案的原理类似于增设循环电流复位电路方案，文献[81]和文献[82]分别利用副边串入的换流电容和原边串入的换流电容实现原边电流换向时刻的提前，并分别利用励磁电感储能和LC 辅助电路保证滞后桥臂ZVS 的实现。而使用大容量电容器与变压器串联连接在高功率应用中受很多限制。文献[83]利用辅助变压器副边绕组耦合的电压实现原边电流换向时刻的提前，并利用辅助耦合电感存储能量以拓宽变换器的ZVS 范围，其拓扑如图15所示，在Po=480 W、Vin=300～400 V、Vo=48 V 的实验环境下，测得在10%负载条件时仍能有效抑制寄生振荡，且在环流阶段内原边仍在向副边传递能量，环流损耗得以降低，最大效率达到94.2%。但由于存储在耦合电感器中的辅助能量无法在整个负载范围内实现原边开关的ZVS，因此在轻载条件下，效率提升不明显，且由于电路引入了两个辅助磁性元件，尽管减少了滤波器要求，装置的重量和体积仍是需要特别考虑的问题。

图15 一种基于超前换流的全桥电路[83]Fig.15 Full-bridgecircuit based on advanced commutation[83]

事实上，还有相当多专家学者致力于移相全桥ZVS 变换器在具体应用与特定环境下的表现和改进方案的研究。例如在当今新能源汽车迅猛发展的背景下，燃料电池系统的研究热度大增，文献[84-88]提出了各类性能优越的双向馈电型全桥变换器；在分布式电源或网络服务器等DC 负载供电的系统中，文献[89-92]开发出许多针对保持时间HUT（hold-up time）约束的全桥变换器等。

表1 所示为对文中所提及的各方案性能进行了对比与总结的结果。

表1 各类方案性能对比Tab.1 Comparison of performance among different schemes

3 改进方案与展望

在已有研究的基础上，根据文献[21]的APWM并结合文献[18]中的并联辅助LC 谐振电路与文献[73]中的原边箝位二极管电路，本文提出一种基于互补占空比调制的改进全桥ZVS 直流变换器，拓扑结构如图16 所示。基于主开关互补占空比调制策略，引入的有源开关根据负载状况调整占空比以保证辅助电流源能提供合适能量，从而实现全范围的ZVS，并结合原边箝位二极管消除寄生振荡。

图16 中主开关管Q1/Q3（Q4/Q2）占空比对应互补，Qa1←La1→Da1与Qa2←La2→Da2是引入的辅助谐振电路，在环流阶段内和滞后桥臂开关开通前，通过控制辅助开关完成辅助电感的充放电过程，帮助滞后桥臂实现ZVS。Dc1←→Dc2是引入的原边箝位二极管电路，通过在滞后桥臂的换向阶段完成后，将变压器原边电压箝位至输入电压，消除了寄生振荡。设计Po=4.5 kW、Vin=500 V、Vo=150 V，对传统移相全桥方案和所提出的改进全桥方案在20%负载条件下进行仿真分析。图17 为调制波形，图18 为滞后桥臂开关情况。可以看出，传统移相全桥电路在轻载时滞后桥臂不能实现ZVS，且存在较为严重的寄生振荡。所提出的改进方案有效拓宽了滞后桥臂的开关范围并消除了寄生振荡。

图16 所提出的新型全桥变换器拓扑Fig.16 Topology of the proposed novel full-bridge converter

图17 调制波形Fig.17 Modulated waveforms

图18 滞后桥臂开关情况（20%负载）Fig.18 Condition of lag leg switch（under 20% load）

4 结语

本文对移相全桥ZVS 直流变换器存在的工作缺陷进行了分析，揭示了各个问题的生成机理和相互关系，对相应的解决方案进行了阐述和归纳，并根据以上内容提出了一种改进方案，通过仿真证明了其可行性。本文旨在使研究者和工程人员更加清晰地了解全桥ZVS 直流变换器，为解决全桥ZVS直流变换器的相应问题提供参考，为进一步拓展全桥变换器应用提供思路。